一种用于生物电信号的仪表放大器的制作方法

文档序号:11218991阅读:835来源:国知局
一种用于生物电信号的仪表放大器的制造方法与工艺

本发明属于生物医疗电子技术领域,具体涉及一种用于生物电信号的仪表放大器。



背景技术:

目前,心电图监测系统、脑电图监测系统以及神经信号记录系统是国内外生物医疗电子领域的一个研究热点。心电信号、脑电信号以及神经信号的记录研究具备广泛的应用价值,其中心电信号对探测心脏生理病理变化具有重大意义,脑电信号和神经信号对探测和诊断神经性疾病,如癫痫等有很高的价值,它们的研究进展对未来神经假体、治愈神经性疾病具有重要意义。对于记录和探测以上所述生物信号的电子系统,高性能的仪表放大器是一个至关重要的模块。

生物电信号分布的频带较低,一般在10khz以下,且信号的幅值微弱,一般在数微伏到数毫伏之间。比如,脑电信号一般分布在0.5hz到100hz之间,幅值一般为1μv到100μv之间;心电信号一般分布在0.5hz到500hz之间,幅度为1μv到500μv之间;神经信号一般分为动作电位信号和局部电位信号,频率分别在200hz到10khz和0.1hz到200hz之间,幅值也一般在数百微伏到数毫伏级别。同时在脑电、心电、神经信号的记录系统中,用于检测信号的电极会因为被周围神经元或者细胞的附着导致输出阻抗高达数千欧姆。由于生物电信号的特性,要求应用于生物信号的仪表放大器要具备低噪声、高共模抑制比、高输入阻抗以及高放大倍数。

电容耦合斩波仪表放大器是一种较为常用的应用于生物电信号的仪表放大器类型。电容耦合斩波仪表放大器使用电容反馈,匹配精度相对高,能到达更低的噪声水平,并且不消耗额外的静态电流,能达到低功耗和高增益精度。同时,由于斩波器的使用,放大器的共模抑制比高,可以达到轨到轨输入电压范围。由于这些特点,斩波电容耦合仪表放大器被较多地运用于生物信号的前置放大级。

但是,电容耦合斩波放大器由于斩波器的使用,放大器的等效输入失调电压会被斩波为频率在斩波频率的失调电流交流信号,在后级放大器的密勒电容上积分形成输出电压纹波。假使主放大器的失调电压为10mv,主放大器的跨导为14us,密勒电容为18pf,斩波频率为20khz,将在放大器输出端造成幅值大约200mv的输出电压纹波。由于生物医疗信号的微弱性,输出电压纹波很容易对放大后的生物医疗信号造成极大的干扰,并限制仪表放大器的输出电压摆幅。同时,由于生物电信号的频带不尽相同,且要根据后级的模数转换器的需求调节放大倍数,对仪表放大器有了增益和带宽可变的要求。

现有技术中主要有两种方式对电容耦合斩波放大器的输出电压纹波进行消除。第一种方式是通过在电容耦合斩波放大器后接低通滤波器的方式消除输出电压纹波,这种方式使得斩波放大器的斩波频率必须是低通滤波器截止频率的上百倍才能得到较好的纹波消除效果。通常情况下,电容耦合斩波放大器的斩波频率是几十khz,所以低通滤波器的截止频率要低于1khz,低通滤波器要实现低于1khz的截止频率,在模拟集成电路中电容和电阻会消耗需要比较大的芯片面积;另一方面,由于低通滤波器的截止频率要低于1khz,这会限制斩波放大器适用的信号范围。

第二种方式是通过将电容耦合斩波放大器输出电压纹波转换为交流电流信号,斩波器将交流电流信号调制为直流电流信号,通过积分器对直流电流信号进行积分得到积分电压,而后通过跨导将积分电压转换为电流补偿斩波放大器主放大器的失调,从而达到减小斩波放大器输出电压纹波的效果。但是,由于积分器失调电压的存在,通过跨导形成的补偿电流往往不能准确地补偿斩波放大器的失调,对斩波放大器输出电压纹波不能形成很好的抑制效果。



技术实现要素:

鉴于上述,本发明提供了一种用于生物电信号的仪表放大器,通过采用高频斩波技术使得仪表放大器的闪烁噪声得到大幅减小,达到了很小的噪声水平;同时,本发明通过结合ping-pong自调零放大器结构和隔直电容的使用,在主通路就实现了电容耦合斩波放大器输出纹波的消除,使得仪表放大器的输出不受纹波信号的干扰,得到更大的信号摆幅。

一种用于生物电信号的仪表放大器,包括:

高频斩波器chin,用于将输入的低频差分生物电信号调制成高频差分电压信号;

隔直模块,用于对所述高频差分电压信号进行隔直处理;

低失调放大模块,用于对隔直后的高频差分电压信号进行放大并在放大过程中引入自调零技术和高频斩波调制技术,得到低失调的差分直流电压信号,进而对低失调的差分直流电压信号进行斩波以将其调制为低频差分电压信号;

class-a模块,用于对所述低频差分电压信号进一步放大;

正反馈环路,用于将class-a模块的输出信号正反馈至隔直模块的输入端,从而提高仪表放大器的输入阻抗;

负反馈环路,用于将class-a模块的输出信号负反馈至低失调放大模块的输入端,从而控制低频差分生物电信号至class-a模块输出信号之间的放大倍数;

增益可变放大模块,其通过调节仪表放大器的整体放大倍数对class-a模块的输出信号进行可调式放大后并最终输出。

所述隔直模块包括两个输入电容cin1~cin2和两个伪电阻r1~r2;其中,输入电容cin1的一端与高频斩波器chin的第一输出端以及正反馈环路的第一输出端相连,输入电容cin1的另一端与伪电阻r1的一端、低失调放大模块的正相输入端以及负反馈环路的第二输出端相连,输入电容cin2的一端与高频斩波器chin的第二输出端以及正反馈环路的第二输出端相连,输入电容cin2的另一端与伪电阻r2的一端、低失调放大模块的反相输入端以及负反馈环路的第一输出端相连,伪电阻r1和r2的另一端均接外部给定的共模输入电压信号。

所述低失调放大模块包括两个隔直电容c11~c12、两个伪电阻r3~r4、高频斩波器chm、ping自调零放大器和pong自调零放大器;其中,ping自调零放大器的正相输入端与pong自调零放大器正相输入端相连并作为低失调放大模块的正相输入端,ping自调零放大器的反相输入端与pong自调零放大器反相输入端相连并作为低失调放大模块的反相输入端,ping自调零放大器的正相输出端与pong自调零放大器正相输出端以及隔直电容c12的一端相连,ping自调零放大器的反相输出端与pong自调零放大器反相输出端以及隔直电容c11的一端相连,隔直电容c11的另一端与伪电阻r3的一端以及高频斩波器chm的第一输入端相连,隔直电容c12的另一端与伪电阻r4的一端以及高频斩波器chm的第二输入端相连,伪电阻r3和r4的另一端均接外部给定的共模输入电压信号,高频斩波器chm的第一输入端与class-a模块的反相输入端相连,高频斩波器chm的第二输入端与class-a模块的正相输入端相连。

所述ping自调零放大器和pong自调零放大器的结构相同,其具体结构包括七个开关s1~s7、九个pmos管p1~p9、十二个nmos管n1~n12以及调零电容caz;其中,pmos管p1~p5的源极共连并接电源电压vdd,pmos管p1的栅极接外部给定的偏置电压vb1,pmos管p1的漏极与pmos管p6的源极以及pmos管p7的源极相连,pmos管p6的栅极与nmos管n3的栅极、开关s3的一端以及开关s2的一端相连,开关s2的另一端作为ping自调零放大器或pong自调零放大器的反相输入端,pmos管p7的栅极与nmos管n4的栅极、开关s3的另一端以及开关s1的一端相连,开关s1的另一端作为ping自调零放大器或pong自调零放大器的正相输入端,pmos管p6的漏极与nmos管n3的漏极、nmos管n5的漏极以及nmos管n7的源极相连,pmos管p7的漏极与nmos管n4的漏极、nmos管n6的漏极以及nmos管n8的源极相连,pmos管p2的栅极与pmos管p3的栅极、pmos管p5的栅极、pmos管p5的漏极、nmos管n10的漏极以及nmos管n11的漏极相连,pmos管p2的漏极与pmos管p8的源极相连,pmos管p3的漏极与pmos管p9的源极相连,pmos管p4的栅极与pmos管p4的漏极、nmos管n9的漏极以及nmos管n12的漏极相连,pmos管p8的栅极与pmos管p9的栅极共连并接外部给定的偏置电压vb2,pmos管p8的漏极与开关s4的一端、nmos管n7的漏极、nmos管n9的栅极以及开关s7的一端相连,pmos管p9的漏极与开关s5的一端、nmos管n8的漏极、nmos管n12的栅极以及开关s6的一端相连,开关s7的另一端作为ping自调零放大器或pong自调零放大器的正相输出端,开关s6的另一端作为ping自调零放大器或pong自调零放大器的反相输出端,nmos管n7的栅极与nmos管n8的栅极共连并接外部给定的偏置电压vb3,开关s4的另一端与调零电容caz的一端以及nmos管n5的栅极相连,开关s5的另一端与调零电容caz的另一端以及nmos管n6的栅极相连,nmos管n5的源极与nmos管n3的源极、nmos管n6的源极、nmos管n4的源极以及nmos管n1的漏极相连,nmos管n1的栅极与nmos管n1的栅极共连并接外部给定的偏置电压vb4,nmos管n1的源极与nmos管n2的源极相连并接地,nmos管n2的漏极与nmos管n9的源极、nmos管n10的源极、nmos管n11的源极以及nmos管n12的源极相连,nmos管n10的栅极与nmos管n11的栅极共连并接外部给定的偏置电压vref,开关s1和s2的控制极均接外部给定的开关信号φa,开关s3~s5的控制极均接外部给定的开关信号φz,开关s6和s7的控制极均接外部给定的开关信号φo,所述开关信号φz与开关信号φo相位互补。

所述ping自调零放大器在开关信号φz时钟相位中对自身的失调电压进行调零校准,在开关信号φo时钟相位中对两路输入信号进行放大后输出;所述pong自调零放大器在开关信号φz时钟相位中对自身的失调电压进行调零校准,在开关信号φo时钟相位中对两路输入信号进行放大后输出;ping自调零放大器中的开关信号φz与pong自调零放大器中的开关信号φo相位一致。

所述正反馈环路和负反馈环路的结构相同,其具体结构包括两个反馈电容cf1~cf2和高频斩波器chf;其中,高频斩波器chf的第一输入端作为正反馈环路或负反馈环路的第一输入端,高频斩波器chf的第二输入端作为正反馈环路或负反馈环路的第二输入端,高频斩波器chf的第一输出端与反馈电容cf1的一端相连,反馈电容cf1的另一端作为正反馈环路或负反馈环路的第一输出端,高频斩波器chf的第二输出端与反馈电容cf2的一端相连,反馈电容cf2的另一端作为正反馈环路或负反馈环路的第二输出端。

所述class-a模块包括四个pmos管p10~p13、七个nmos管n13~n19以及两个密勒电容cm1~cm2;其中,pmos管p10~p13的源极共连并接电源电压vdd,pmos管p10的栅极与pmos管p11的栅极、pmos管p13的栅极、pmos管p13的漏极、nmos管n17的漏极以及nmos管n18的漏极相连,pmos管p10的漏极与密勒电容cm2的一端、nmos管n13的漏极以及nmos管n16的栅极相连并作为class-a模块的反相输出端,pmos管p11的漏极与密勒电容cm1的一端、nmos管n14的漏极以及nmos管n19的栅极相连并作为class-a模块的正相输出端,pmos管p12的漏极与pmos管p12的栅极、nmos管n16的漏极以及nmos管n19的漏极相连,密勒电容cm2的另一端与nmos管n13的栅极相连并作为class-a模块的正相输入端,密勒电容cm1的另一端与nmos管n14的栅极相连并作为class-a模块的反相输入端,nmos管n13的源极与nmos管n14的源极以及nmos管n15的源极相连并接地,nmos管n15的栅极接外部给定的偏置电压vb4,nmos管n15的漏极与nmos管n16的源极、nmos管n17的源极、nmos管n18的源极以及nmos管n19的源极相连,nmos管n17的栅极与nmos管n18的栅极共连并接外部给定的偏置电压vref。

所述增益可变放大模块包括两个隔直电容c21~c22、两个伪电阻r5~r6、两个密勒电容c31~c32以及增益可变放大器;其中,隔直电容c21的一端与class-a模块的正相输出端相连,隔直电容c21的另一端与伪电阻r5的一端、密勒电容c31的一端以及增益可变放大器的反相输入端相连,隔直电容c22的一端与class-a模块的反相输出端相连,隔直电容c22的另一端与伪电阻r6的一端、密勒电容c32的一端以及增益可变放大器的正相输入端相连,增益可变放大器的正相输出端与伪电阻r5的另一端以及密勒电容c31的另一端相连,增益可变放大器的反相输出端与伪电阻r6的另一端以及密勒电容c32的另一端相连。

所述增益可变放大器包括九个pmos管p14~p22以及十个nmos管n20~n29;其中,pmos管p14的源极接二分之一的电源电压vdd,pmos管p14的栅极接外部给定的偏置电压vb5,pmos管p14的漏极与pmos管p19的源极以及pmos管p20的源极相连,pmos管p19的栅极与pmos管p22的栅极相连并作为增益可变放大器的反相输入端,pmos管p20的栅极与pmos管p23的栅极相连并作为增益可变放大器的正相输入端,pmos管p19的漏极与nmos管n22的漏极以及nmos管n28的源极相连,pmos管p20的漏极与nmos管n23的漏极以及nmos管n29的源极相连,pmos管p15~p18的源极共连并接电源电压vdd,pmos管p15的栅极与pmos管p16的栅极、pmos管p18的栅极、pmos管p18的漏极、nmos管n25的漏极以及nmos管n26的漏极相连,pmos管p15的漏极与pmos管p21的源极相连,pmos管p16的漏极与pmos管p22的源极相连,pmos管p17的漏极与pmos管p17的栅极、nmos管n24的漏极以及nmos管n27的漏极相连,nmos管n25的栅极与nmos管n26的栅极共连并接外部给定的偏置电压vref,pmos管p21的栅极与pmos管p22的栅极共连并接外部给定的偏置电压vb6,pmos管p21的漏极与nmos管n28的漏极以及nmos管n24的栅极相连并作为增益可变放大器的正相输出端,pmos管p22的漏极与nmos管n29的漏极以及nmos管n27的栅极相连并作为增益可变放大器的反相输出端,nmos管n28的栅极与nmos管n29的栅极共连并接外部给定的偏置电压vb7,nmos管n22的源极与nmos管n23的源极以及nmos管n20的漏极相连,nmos管n20的栅极与nmos管n21的栅极共连并接外部给定的偏置电压vb4,nmos管n20的源极与nmos管n21的源极相连并接地,nmos管n21的漏极与nmos管n24的源极、nmos管n25的源极、nmos管n26的源极以及nmos管n27的源极相连。

所述高频斩波器chin、chm和chf的结构相同,其具体结构由四个cmos传输门m1~m4组成;其中,cmos传输门m1的输入端与cmos传输门m3的输入端相连并作为高频斩波器的第一输入端,cmos传输门m1的输出端与cmos传输门m2的输出端相连并作为高频斩波器的第一输出端,cmos传输门m2的输入端与cmos传输门m4的输入端相连并作为高频斩波器的第二输入端,cmos传输门m3的输出端与cmos传输门m4的输出端相连并作为高频斩波器的第二输出端,cmos传输门m1的第一控制端、cmos传输门m2的第二控制端、cmos传输门m3的第二控制端以及cmos传输门m4的第一控制端均接外部提供的开关信号ψb,cmos传输门m1的第二控制端、cmos传输门m2的第一控制端、cmos传输门m3的第一控制端以及cmos传输门m4的第二控制端均接外部提供的开关信号ψ,开关信号ψb与开关信号ψ相位互补。

所述伪电阻r1~r6的结构相同,其具体结构由两个pmos管s1~s2组成;其中,pmos管s1的源极作为伪电阻的一端,pmos管s1的栅极与pmos管s2的栅极、pmos管s1的漏极以及pmos管s2的漏极相连,pmos管s2的源极作为伪电阻的另一端。

本发明通过采用高频斩波技术使得仪表放大器的闪烁噪声得到大幅减小,达到了很小的噪声水平(0.5hz~10khz的信号带宽内底噪53.9nv/√hz,平均噪声54.5nv/√hz)。同时,本发明通过结合ping-pong自调零放大器结构和隔直电容的使用,在主通路就实现了电容耦合斩波放大器输出纹波的消除,使得仪表放大器的输出不受纹波信号的干扰,得到更大的信号摆幅。另外,本发明通过第二级增益可变放大器和可变密勒电容的使用,实现了仪表放大器可变增益可变带宽的功能,其中增益可从40db到60db变化,带宽可从1khz到10khz变化,并且增益可变放大器中的主放大器采用了两种电压供电,相较一种电压供电的放大器减少了近一半的功耗。

附图说明

图1为本发明仪表放大器的结构示意图。

图2为本发明仪表放大器的时序示意图。

图3为ping-pong自调零放大器的结构示意图。

图4为高频斩波器的结构示意图。

图5为class-a输出级的结构示意图。

图6为增益可调放大器的主放大器结构示意图。

图7为本发明仪表放大器的增益带宽可变效果示意图。

图8为本发明仪表放大器的噪声效果示意图。

具体实施方式

为了更为具体地描述本发明,下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明。

如图1所示,本发明用于生物电信号的仪表放大器包括:高频斩波器chin、输入电容cin1~cin2、mos管(m1-2、m3-4、m5-6、m7-8、m9-10、m11-12)形成的伪电阻、两个结构相同且时序互补的ping-pong自调零放大器结构、隔直电容c11-12、高频斩波器chm、class-a输出级、正反馈环路、负反馈环路和增益可调放大器组成。

该仪表放大器首先由输入高频斩波器chin将输入端的生物电信号进行斩波,调制到80khz,并通过输入电容cin1~cin2传输到ping-pong自调零放大器结构的输入端。

ping-pong自调零放大器结构对调制到高频的生物电信号进行放大。

根据图2中的时序,在时钟相位φaping有效时,时钟相位φzpong同时有效,ping结构放大器的输入端连接到被调制到高频的生物电信号,并且由调零电容caz1两端在φzping时钟相位中存储的补偿电压形成补偿电流来平衡ping结构放大器的输入失调电压,从而在ping结构放大器的输出端形成一个放大的低失调高频生物电信号;此时,pong自调零放大器结构放大器输入端短接,输出端连接到调零电容caz2两端,从而在调零电容caz2上形成一个补偿电压,该补偿电压可以在下一个φapong时钟相位中平衡pong结构放大器的输入失调电压。

根据图2中的时序,在时钟相位φapong有效时,时钟相位φzping同时有效,pong结构放大器的输入端连接到被调制到高频的生物电信号,并且由调零电容caz2两端在φzpong时钟相位中存储的补偿电压形成补偿电流来平衡pong结构放大器的输入失调电压,从而在pong结构放大器的输出端形成一个放大的低失调高频生物电信号;此时,ping自调零放大器结构放大器输入端短接,输出端连接到调零电容caz1两端,从而在调零电容caz1上形成一个补偿电压,该补偿电压可以在下一个φaping时钟相位中平衡pong结构放大器的输入失调电压。

图3为ping-pong自调零放大器的结构示意,ping-pong自调零放大器采用了电流复用的技术,将输入对管pmos管p6-7的电流复用于另一对输入对管nmos管n3-4中,从而在不另外增加功耗的前提下提高了放大器的放大倍数。

通过ping-pong自调零技术,放大器的失调电压被抑制,从而可以工作在正常的放大状态,使得被调制到高频的生物电信号ping-pong自调零放大器结构的输出端实现放大,同时在ping-pong自调零放大器结构的输出端仅有幅值很小的直流失调电压。

连接在ping-pong自调零放大器结构后的隔直电容c11-12可以使放大后的被调制到高频的生物电信号通过,同时将ping-pong自调零放大器结构的残余直流失调电压彻底消除。

放大后的被调制到高频的生物电信号被接在隔直电容c11-12后的高频斩波器chm斩波回生物电信号原有信号带宽内,同时由于放大器的直流失调电压被ping-pong自调零技术和隔直电容的结合使用彻底消除,从而不会产生由于直流失调电压被高频调制斩波器调制到高频的方波交流信号,避免了方波信号在密勒电容上积分形成的输出电压纹波。本实施方式中高频斩波器chm以及chin的电路结构如图4所示。

被调制回原有信号带宽内的放大后的生物电信号接到class-a输出级,被class-a输出级进行了进一步的信号放大,并连接到仪表放大器的第一级输出端。

本实施方式中class-a输出级的电路结构如图5所示,跨接在class-a输出级的输入端和输出端的密勒电容cm1~cm2可以实现主通路信号传递函数中的极点分离,从而调节输出信号带宽。本实施方式中的密勒电容是可调节的,从5pf到50pf可变,从而仪表放大器的第一级输出的信号带宽可以被限制为1khz~10khz。

仪表放大器的第一级输出端通过负反馈斩波器chfb、负反馈电容cfb1~cfb2形成的负反馈环路,对仪表放大器第一级输出端放大后的生物电信号相对于仪表放大器输入端的生物电信号的放大倍数实现了控制,其放大倍数为(cin/cfb),本实施方式中负反馈电容cfb1~cfb2设置为100ff,输入电容cin设置为10pf,所以产生的放大倍数为40db。

同时仪表放大器的第一级输出端通过正反馈斩波器chpf、负反馈电容cpf1~cpf2形成的正反馈环路,向输入电容cin的输入端提供放大器所需的输入电流,从而实现增大放大器输入阻抗的目的,本实施方式通过该正反馈环路实现了约20倍的输入阻抗增大效果。

增益可变放大器作为仪表放大器的第二级,其输入端接在仪表放大器第一级的输出端上。增益可变放大器可以通过改变反馈电容c31-32大小改变增益倍数,随着反馈电容c31-32从10pf变为1pf,后级的放大器增益可以从1倍变为10倍,本实施方式中的仪表放大器的整体增益可从40db倍变为60db。

图6所示了增益可变放大器的主放大器结构,增益可变放大器中的主放大器采用了两种电压供电,减少了仪表放大器的整体静态功耗。

如图7所示,通过调节本发明中仪表放大器中第一级的密勒电容值和第二级增益可变放大器中的反馈电容值,可以实现多种输出信号带宽和增益效果,图7中所示了四种输出模式:①输出生物电信号增益40db,带宽1khz;②输出生物电信号增益60db,带宽1khz;③输出生物电信号增益40db,带宽10khz;④输出生物电信号增益60db,带宽10khz。

如图8所示,本发明仪表放大器闪烁噪声的转角频率小于2hz,0.5hz-10khz信号带宽内的底噪53.9nv/√hz,平均噪声54.5nv/√hz,这样的噪声效果使得放大后生物电信号的保有很高的信噪比。

上述对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改,并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此,本发明不限于上述实施例,本领域技术人员根据本发明的揭示,对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。

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