一种宽带线性化光学时间拉伸模数转换方法及装置与流程

本发明涉及光电技术领域，特别涉及一种宽带线性化光学时间拉伸模数转换方法及装置。

背景技术：

为了克服传统电子模数转换器（ADC, Analog-to-digital converter）的电子瓶颈，实现更高的带宽、速率和精度，各种光学模数转换技术被先后提出。其中，光学时间拉伸模数转换（PTS-ADC, Photonic time-stretch ADC）是一种光学辅助型模数转换技术，它通过光学色散效应将光脉冲及调制在光脉冲上的高速微波信号同步拉伸，实现微波信号的降频，再采用可处理降频后信号的低速、高精度ADC进行采样和量化，如此提升电子ADC的模拟带宽和采样速率。对于单通道的有限时间PTS-ADC系统，可以采用高速实时采样示波器完成采样量化过程，而经过光学时间拉伸过程的前端预处理，可以有效提高实时采样示波器的模拟带宽、采样速率和采样精度。

美国加州大学洛杉矶分校的Jalali教授团队是该领域优秀的开拓者和引领者之一，他们利用50GS/s的示波器和41.27倍时间拉伸的光学预处理前端，对10GHz模拟信号实现了采样量化（W. Ng, T. D. Rockwood, G. A. Sefler and G. C. Valley, “Demonstration of a large stretch-ratio (M=41) photonic analog-to-digital converter with 8 ENOB for an input signal bandwidth of 10GHz,” IEEE Photonics Technology Letters, 2012, 24(14):1185-1187）。方案中，利用push-pull双输出马赫增德尔(M-Z, Mach-Zehnder)调制器输出的互补特性，通过差分和arcsine算法（S. Gupta, G. C. Valley and B. Jalali, “Distortion cancellation in time-stretch analog-to-digital converter,” Journal of Lightwave Technology, 2007, 25(12):3716-3721），有效抑制了非线性失真，提高了系统的线性度，又消除了由脉冲包络频谱的非均匀性和包络形状随时间变化特性对精度的不利影响，实现了去包络的效果，再辅以数字低通滤波处理，实现了高达8.27的有效位数。

由于上述方案采用双边带调制，利用色散效应进行时间拉伸的同时，也会引入与光载微波传输链路(Radio-over-Fiber, RoF)系统相似的微波功率损耗问题，尤其在大拉伸倍数下，功率损耗导致基频信号的衰减会严重降低系统的有效位数和模拟带宽。为了消除这种色散导致的功率损耗，最常用的方法是基于单臂驱动双输出M-Z调制器的相位分集技术。它利用调制器两输出端色散功率损耗的互补特性，并结合最大比例合并算法（Y. Han, O. Boyraz, et al. Ultrawide-band photonic time-stretch A/D converter employing phase diversity. IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 2005, 53(4): 1404-1408）或者背向传输算法（J. Stigwall, S. Galt. Signal reconstruction by phase retrieval and optical backpropagation in phase-diverse photonic time-stretch systems. Journal of Lightwave Technology, 2007, 25(10): 3017-3027）实现功率损耗的补偿。然而，上述这两种方案中，前者假设调制过程为线性过程，而后者假设脉冲包络已知，因此两种方法都不能在解决功率损耗的同时，实现线性化和去包络处理。因此，到目前为止，仍然没有一种可行方案能即去除包络的不利影响，又克服色散导致的功率损耗，并且能够实现系统的线性化。

技术实现要素：

本发明针对上述三个问题，提出一种宽带线性化光学时间拉伸模数转换方法及装置。与上述方案中的双边带调制不同，本方案基于单边带调制方法，能够消除包络频谱的非均匀性和包络形状随时间的变化，去除色散导致的微波信号功率损耗，并且能够有效抑制二次谐波和二阶、三阶交调信号，从而有效提高PT-ADC系统的有效位数和模拟带宽。

本发明的技术方案：一种宽带线性化光学时间拉伸模数转换方法，包括以下步骤：

a.利用一个1×2耦合器将通过第一色散介质获得的啁啾光脉冲进行分路；

b.步骤a中分路后的信号一路通过偏置在下降沿线性偏置点的双驱动M-Z调制器，以单边带调制的方式将待数字化的高速模拟信号调制在啁啾光脉冲上，另一路通过偏置在上升沿线性偏置点的双驱动M-Z调制器，以单边带调制的方式将待数字化的高速模拟信号调制在啁啾光脉冲上；

c.利用环形器让步骤b输出的两路调制信号在同一段色散介质中实现独立的时域拉伸；

d.利用光电探测器和电子模数转换器对步骤c中输出的两路拉伸后信号分别进行光电转换和采样量化；

e.对步骤d中输出的数字化信号进行数字信号处理。

具体的，步骤b中的双驱动M-Z调制器实现单边带调制的方法为：

第一个双驱动M-Z调制器的一个臂偏置在下降沿线性偏置点，同时功分后的微波信号直接加载于该臂，另一个臂的偏置电压端接地，同时功分后的微波信号经过电桥实现90^゜相移后加载于该臂。另一个双驱动M-Z调制器的一个臂偏置在上升沿线性偏置点，同时功分后的微波信号经过电桥90^゜相移后加载于该臂，另一个臂的偏置电压输入端接地，同时功分后的微波信号直接驱动该臂。

步骤c中时域拉伸的具体方法是：

所述调制信号经过色散介质后，拉伸倍数M为M=(D₁+D₂)/D₁，其中D₁为步骤a中所述色散介质的总色散量，D₂为步骤b中色散介质的总色散量。所述两路拉伸后信号都消除了色散导致的功率损耗，且具有互补特性。

步骤e中数字信号处理的步骤为：

步骤1、对数字化信号进行去包络处理，即把两个电子模数转换器的输出信号之差除以两者之和；

步骤2、对步骤1输出的结果进行arcsine处理；

步骤3、对步骤2中得到的去包络以及线性化后信号进行相位补偿。

进一步，所述步骤3中的相位补偿的方法为：将去包络及线性化后输出的数字化信号进行傅里叶变换，得到其频谱；对所得频谱的正频部分乘以补偿因子exp(jφ_dip)，负频部分乘以补偿因子exp(-jφ_dip)，其中φ_dip= D₂ω²_RF/(2M)为色散引入的相位，ω_RF为输入信号的角频率，如此在频域完成相位补偿；对相位补偿后的频谱进行逆傅里叶变换，得到无相位失真的时域信号。

本发明利用双驱动M-Z调制器和电桥结构，通过单边带调制技术和相位补偿技术有效消除了色散导致的功率损耗和相位偏移引入的失真，实现了信噪比和模拟带宽的提升。利用两个分别偏置在下降沿和上升沿线性偏置点的M-Z调制器输出的互补特性，进行数字域的差分及arcsine处理，实现去包络和线性化的目的。利用环形器使两路互补输出信号在同一段色散介质中实现独立的拉伸，即保证了拉伸倍数的一致性，又降低了系统成本，同时突破已有方法在连续拉伸系统中对最大拉伸倍数的限制。

一种宽带线性化光学时间拉伸模数转换装置，包括锁模激光器1、第一色散介质2、1×2耦合器3、双驱动M-Z电光调制器41和42、电桥51和52、环形器61和62、第二色散介质7、光电探测器81和82、电子模数转换器91、92，数字信号处理器10；所述锁模激光器1的输出端经过第一色散介质2生成线性啁啾光脉冲；所述双驱动M-Z电光调制器41的输出端接环形器61的a端口，环形器61的b端口通过第二色散介质7与环形器62的b端口连接，环形器61的c端口接光电探测器81的输入端；所述双驱动M-Z电光调制器42的输出端接环形器62的a端口，环形器62的c端口接光电探测器82的输入端；所述光电探测器81和82的输出端分别接电子模数转换器91和92的输入端后，分别连接数字信号处理器10的“-”端口和“+”端口。

所述锁模激光器1用于产生超短光脉冲，通过第一色散介质2的群速度色散效应，引入线性啁啾，形成时间-波长的映射关系。

本发明的有益效果为，既可以去除脉冲包络的失真，也可以抑制输出信号的谐波失真以及交调失真分量，还可以克服色散导致的功率衰减以及补偿色散引入的相位偏移，最终实现系统信噪比、模拟带宽的提高，以及宽带信号无相位失真的恢复。除此之外，该方法在保证两路互补信号拉伸倍数一致性的同时，充分利用了连续时间拉伸系统中的时间窗口资源，因此当该方法扩展应用于连续时间系统时，可以实现更大的拉伸倍数，从而进一步提高系统的有效模拟带宽和有效采样速率。

附图说明

图1为一种基于两路平行双驱动MZM单边带调制的PTS-ADC结构图。

图2为输入频率为12 GHz和21 GHz双音信号频谱图。

图3为输入频率为12 GHz和21 GHz双音信号时域图。

图4为基于双输出调制器双边带调制的PTS-ADC经过差分及arcsine处理后输出信号的频谱图。

图5为光电探测器81输出信号的频谱。

图6为光电探测器81输出信号的时域图。

图7为基于两路平行双驱动MZM单边带调制PTS-ADC的差分及arcsine处理后输出信号频谱图。

图8为基于两路平行双驱动MZM单边带调制PTS-ADC的差分及arcsine处理后输出信号时域图。

图9为基于两路平行双驱动MZM单边带调制PTS-ADC，经过差分及arcsine处理，并且进行相位补偿后的信号频谱图。

图10为基于两路平行双驱动MZM单边带调制PTS-ADC，经过差分及arcsine处理，并且进行相位补偿后的信号时域图。

具体实施方式

下面结和附图和实施例对本发明进行详细的描述。

在如图1所示的结构图中，锁模激光器1产生的超短光脉冲，经过第一色散介质2，形成波长与时间对应的线性啁啾光脉冲。所述的结构中，第一色散介质2以及第二色散介质5可以是色散补偿光纤、线性啁啾光纤光栅和光子晶体光纤等。接着，通过一个1×2耦合器3将线性啁啾光脉冲分为平行的两路，分别通过两个双驱动M-Z调制器41和42以单边带调制的方式将待数字化的高速模拟微波信号调制在光脉冲的包络上。具体地，M-Z调制器41的上平行臂偏置电压接口接地，下平行臂加载电压使其工作在下降沿线性偏置点，而RF信号分两路，一路直接输入下平行臂驱动端，另一路经过电桥51的90度相移后输入上平行臂驱动端；M-Z调制器42的上平行臂加载电压使其工作在上升沿线性偏置点，下平行臂偏置电压接口接地，而分路后的RF信号一路直接输入下平行臂驱动端，另一路经过电桥52的90度相移后输入上平行臂驱动端。调制器41的输出脉冲从61环形器的a端口入，b端口出，通过第二色散介质7，再由62环形器的b端口入，c端口出。这样，光脉冲载波与调制在载波上的RF信号同时实现拉伸，拉伸倍数为

M = (D₁+D₂)/D₁ (1)

其中D₁为第一色散介质2的总色散量，D₂为第二色散介质7的总色散量。此时，随着光载波与微波信号的同步拉伸，微波信号速率被降低为原来的1/M。接着，依次通过光电探测器82和电子模数转换器92完成光电转换和采样量化，再输入数字信号处理器10的“+”端口。同样的，调制器42的输出脉冲从62环形器的a端口入，b端口出，通过第二色散介质7，再由61环形器的b端口入，c端口出，再依次通过光电探测器81和电子模数转换器91的光电转换和采样量化后，输入数字信号处理器10的“-”端口。

假设待采样量化的双音信号为，其中 为双音信号的调制系数，ω₁和ω₂为加载双音信号的角频率，则光电探测器81和82的输出光电流分别为I₊(T)和I_-(T)。

(2)

其中，I_env(T)为没有调制信号时载波的光电流，色散引入相位因子，β₂为群速度色散系数。分析式(2)可知：(a)、该系统的光学预处理实现了微波信号的M倍拉伸，微波信号频率被降低为原来的1/M，有效提高了系统的有效采样速率；(b)、两光电探测器输出中的基频分量中的色散导致功率衰减项和都被消除，有效地提高了系统的模拟带宽，而引入的色散导致相位失真可以通过相位补偿方法进行补偿。所述的相位补偿方法是利用傅里叶变化得到光电流的频谱，接着对频谱的正负半轴分别乘以相应的相位因子后，再通过逆傅里叶变化恢复为无相位失真的时域信号；(c)、两输出的直流项和二次谐波、二阶交调项符号相反，因此可以通过两输出做差的方法进行消除，提高系统线性度；(d)、如果将两输出之差除以两输出之和，可以消除光载波包络I_env(T)的影响，实现去包络，可以提高系统精度。

为了进一步实现线性化，需要对处理后的结果再进行arcsine运算。由于色散引入的相位可以进行补偿，可以假设，，则经过差分处理后的光电流，在小信号调制条件下为：

(3)

再加以arcsine处理后的光电流为：

(4)

可见，经过上述一系列的数字信号处理过程后，输出信号中的三阶交调项被有效抑制，如此可以进一步增加系统的线性度，从而提高系统的精度。

实施例

下面结合图1，以软件仿真结果为例进一步说明本发明。

本实施例中采用被动锁模光纤激光器作为光源，产生脉宽为210 fs的光脉冲，经过1.3 km的色散补偿光纤后，由一个1×2耦合器分为两路，一路由一个偏置在下降沿线性偏置点的M-Z电光调制器将RF信号以单边带调制的方式调制在光脉冲包络上，另一路由一个偏置在上升沿线性偏置点的M-Z电光调制器将RF信号以单边带调制的方式调制在光脉冲包络上。然后，两个调制器输出的光载微波信号分别经由两个环形器的指引，从正反两个方向通过11.7 km的色散补偿光纤。如此实现10倍光学时间拉伸后，依次经过光电探测器和电子模数转换器分别完成光电转换和采样量化，最后输入数字信号处理器完成差分和arcsine处理，以及色散导致的相位补偿。

为了观察本发明方法的有效性，本实例利用Matlab在上述光源、色散介质等参数条件下进行仿真，分别对比采用传统的双边带调制以及采用本方案的单边带调制去包络前后、相位补偿前后和线性化前后的信号时域图及频谱图。由于在传统的双边带调制系统中，若采用与上述相同的光源、色散介质参数，其模拟带宽为14.4 GHz，因此模拟双音调制情况时，将两个微波信号频率分别设置为小于模拟带宽的12 GHz和大于模拟带宽的21 GHz，调制系数设为0.3。图2和图3分别为输入双音微波信号的频谱图和时域图。图4为基于双输出调制器双边带调制的PTS-ADC经过差分及arcsine处理后输出信号的频谱图。由图4可知，PTS-ADC的光学预处理使输出微波信号频率均降低为了原来的1/10，且能够实现去包络的效果，但是模拟带宽外的21 GHz信号由于色散产生了16.58 dB的功率衰减，说明该系统的模拟带宽受到了限制。另外，虽然差分和arcsine处理有效消除了所有的二次谐波和二阶交调失真，但是两个三阶交调(、)抑制比仍然比较低，分别为43.8 dB和51.23 dB，且该抑制比将随着调制深度的增加而减小。

图5和图6分别为采用图1单边带方案光电探测器81输出信号的频谱图和时域图。由于还未进行差分处理，光载微波信号由于脉冲的包络形状的非平坦性产生了严重的失真，但是2.1 GHz信号的功率衰减由于单边带调制而消除，这意味着模拟带宽的有效提高。经过对光电探测器81和82对应ADC输出信号的差分和arcsine处理后，信号频谱图和时域图分别为图7和图8，可见，脉冲包络引入的失真已被差分处理消除，而且差分处理也使所有的二次谐波和二阶交调失真得到有效抑制，而arcsine运算使三阶交调信号得到进一步抑制，两个三阶交调(、)抑制比分别为51.44 dB和54.64 dB，比传统双边带调制方案分别提高了7.64 dB和3.41 dB。但是对比图8和图3的时域图可知，由于色散引入的相位，信号在时域产生了失真，因此上述的相位补偿必不可少。图9和图10为经过相位补偿后的信号输出。对比图10和图3可知，时域上的失真已经消除，实现了无相位失真的信号恢复。

由具体实例可知，本发明提出了一种宽带线性化光学时间拉伸模数转换方法及装置，它既能够同时完成去包络和消除色散导致功率损耗，又能够有效抑制二次谐波、二阶交调以及三阶交调失真，最终实现系统信噪失真比和有效模拟带宽的提高，完成宽带信号无相位失真的恢复。

另外需要说明的是，本发明并不限于上述实施方式中的具体细节，在本发明的原理方法范围内的多种简化、变型均属于本发明的保护内容。