，144-149 页）中描述的并且 在口U-T标准G. 718附录B和G. 729. 1附录E中实现的所谓的"演变的DCT(EvolvedDCT， EDCT)"算法来实现。
[0143] 在本发明的变型中，并且不失一般性，DCT-IV变换能够替换为相同长度并且在 激励域中的其他短期时频变换，诸如FFT(即"快速傅里叶变换"）或DCT-II(离散余弦变 换-n型）。替代地，将可能通过使用比当前帖的长度更长的重叠相加和窗口化的变换来替 换对该帖的DCT-IV，例如通过使用MDCT(即"修改的离散余弦变换")。在运种情况下，将必 须近似地根据由该变换进行的分析/合成引起的另外的延迟来调整（降低）图3的块310 中的延迟T。
[0144] 然后，将（W12. 8曲Z)覆盖0-6400化带的256个样品的DCT频谱U化）扩展（块 501)成如下形式的（W16曲Z)覆盖0-8000化带的320个样品的频谱：
[0146] 其中优选取sta;rt_band= 160。
[0147] 块501作为用于生成经过过采样和扩展的激励信号的模块进行操作，并且执行包 含通过将1/4的样本化=240,…，319)加入到频谱中来在频域中从12. 8到16曲Z进行重 采样的步骤E401，在16和12. 8之间的比率是5/4。
[0148] 此外，因为Uhbi化）的前200个样品被设为0,所W块501执行在0-5000化带中的 隐式的高通滤波；如稍后所解释的那样，该高通滤波还通过在5000-6400化带中的索引k= 200,…，255的频谱值的渐进衰减的一部分来补偿；该渐进衰减在块504实现，但是可W在 块504的外部单独地执行。等效地，在本发明的变型中，被分离到变换的域中的衰减系数k =200,…，255、被设置为0的索引k= 0,…，199的系数的块的高通滤波的实现方式将因 此而能够在单一步骤中执行。
[0149] 在该示例性实施例中，并且根据Uhbi化）的定义，将注意到，Uhbi化）的5000-6000HZ 带（其对应于索引k = 200,…，239)是从U化）的5000-6000化带复制的。该方法使得能 够在该带中保留原始频谱，并且避免在将HF合成与HF合成相加时在5000-6000化带中引 入失真，具体地，保持该带中的（在DCT-IV域中隐式地表示的）信号的相位。
[0150] 运里，因为sta;rt_band的值优选被设定为160，所W通过复制U(k)的 4000-6000HZ带来定义UhbiGO的 6000-8000HZ带。
[0151] 在实施例的变型中，将可能使start_band的值自适应地在160值附近，而不用改 变本发明的性质。运里不描述start_band值的自适应的细节，因为它们不改变其范围的情 况下超出本发明的框架。
[0152] 对于某些宽带信号（W16曲Z采样），高带（〉6曲Z)可W是噪声影响的 (noise-affected)、谐波或者包括噪声和谐波的混合。此外，6000-8000化带中的谐波级别 一般与更低频带的谐波级别有关。运样，在具体的实施例中，噪声生成块502实现图4的步 骤E402,并且在对应于被称为高频的第二频带的频域U?化）化=240，…，319) (80个样 品）中执行噪声生成，W便然后在块503中将该噪声与频谱Uhm化）组合。
[0153] 在具体的实施例中，使用16比特的线性同余生成器来伪随机地生成噪声（在 6000-8000HZ 带中）： ; 、(0 是'二化…，239
[0154] ^，械、:巧；辦滅W微《姨…巧別線4谷表八40,…，別9
[015引遵守常规，在当前帖中的Uhbn(239)对应于前面的帖的值Uhbn(319)。在本发明的变 型中，将可能用其他方法来代替该噪声生成。
[0156] 组合块503可WW不同的方式来产生。优选地，考虑W下形式的自适应加法混合：
[0157] 11肥2化）=0UhbiGO+ aGhbnUhbnOO，k = 240，…，319
[015引其中，G?是归一化因子，用于平衡两个信号之间的能量级别，
[0160] 其中，e = 0. 01，系数a (在0和1之间）根据从经解码的低带估计出的参数来 调整，系数P (在0和1之间）取决于a。
[0161] 在优选实施例中，在S个带中计算出噪声的能量：2000-4000化、4000-6000化和 6000-8000HZ，其中
[0167] 并且N(ki，k2)是索引k的集合，索引k的系数W与噪声相关联的方式来分类。该集 合例如可W通过检测验证Iu'化）I > Iu'化-1) IetlU'化）I > Iu'化+1) I的U'化） 并且通过考虑不与噪声相关联的运些射来获得，亦即（应用前面条件的否定）：
[016 引 N(a，b) ={a《k《b|Iu' 00|<|U' (k_l) |ou| U' (k) | < | U' (k+1) |}
[0169] 可W注意到，计算噪声能量的其他方法是可能的，例如通过取得在所考虑的带上 的频谱的中间值或者通过在计算每个带的能量之前对每个频率射线应用平滑处理。
[0170] a是4-6曲Z和6-8曲Z带中的噪声的能量之间的比率与2-4曲Z和4-6曲Z带之间 的一样的集合：
[0172] 其中
[0174] 其中，max(.，.）是给出两个参量的最大值的函数。
[0175] 在本发明的变型中，a的计算将可能被替换为其他方法。例如，在变型中，将可能 提取（计算）表征在低带中的信号的不同参数（或"特征"），包括与AMR-WB编解码器中计 算出的相似的"倾斜（tilt)"参数，并且将根据线性回归、从运些不同的参数、通过将其值限 制在0和1之间，来估计因子a。线性回归将例如能够W被监督的方式通过估计因子a(通 过交换在学习库（learningbase)中的原始高带）来估计。将注意到，计算a的方式不限 制本发明的性质。
[0176] 在优选实施例中，为了在混合之后保留扩展信号的能量，采取：
[017引在变型中，因子0和a将可能被适配W考虑如下事实：被注入到信号的给定带中 的噪声一般被感知为强于在相同带中具有相同能量的谐波信号。因此，将可能如下那样地 修改因子P和a :
[017引 0 ^ 0 . f (a )
[0180] a ^ a . f (曰)
[OW] 其中，f ( a )是曰的递减函数，例如，/'铃)记&-'化棋，b = I. 1，a = I. 2, f ( a ) 被限制于从0. 3到1。必须要注意到，在乘Wf(a)之后，a2+e2< 1，使得信号Uhb2似=PUhbi化)+ 〇6画口画化）的能量比UhbiGO的能量更低（能量差异取决于a，添加的噪声越 多，能量衰减的越多）。
[0182] 在本发明的另一变型中，将可能采取：
[0183] P = 1-曰
[0184] 其使得能够保留幅度级别（当组合信号的符号相同时）；然而，该变型具有导致作 为a的函数是不单调的整体能量（在UhbzGO的级别）的缺点。
[0185] 因此，运里应当注意，块503作为图1的块101的等效物，W根据激励对白噪 声进行归一化，相比之下，激励在频域中已经被扩展到16曲Z比率；而且，混合被限制到 6000-8000HZ带。
[0186] 在简单的变型中，能够考虑块503的实现，其中频谱UhmGO或被自适应 地选择（切换），运相当于对于a只允许值O或1 ;该方法相当于对将在6000-8000化带中 生成的激励的类型进行分类。
[0187] 可选地，块504执行在频域中应用带通滤波器频率响应和去加重滤波的双重操 作。
[0188] 在本发明的变型中，去加重滤波将可能在块505之后，甚至在块500之前，在时域 中执行；然而，在该情况下，在块504中执行的带通滤波可W遗弃可能W稍微可感知的方式 修改经解码的低带的由去加重放大的非常低的级别的某些低频分量。为此，运里优选在频 域中执行去加重。在优选实施例中，索引k= 0,…，199的系数被设置为0,因此去加重被 限制在更高的系数。首先根据下面的等式对激励去加重：
[0190] 其中，Gdwmph似是在受限制的离散频率带上的滤波器1/(1-0. 6化1)的频率响应。 通过考虑DCT-IV的离散（奇数）频率，运里将GdwmphOO定义为：
[0194] 在使用DCT-IV之外的变换的情况下，将可能调整0k的定义（例如针对偶数频 率）。
[0195] 应当注意，去加重应用在两个阶段，即对应于5000-6400化频带的k= 200,…，255,其中响应1/(1-0. 6化1)被应用为W12. 8曲Z，W及对应于6400-8000HZ频带 的k= 256,…，319,其中响应在运里从16曲Z被扩展到6. 4-8曲Z带中的恒定值。
[019引可W注意到，在AMR-WB编解码器中，HF合成未被去加重。相反地，在运里提出的实 施例中，高频信号被去加重，W便可W将其带入到与由块305遗弃的低频信号（0-6. 4kHz) 一致的域中。运对于HF合成的能量的评估和随后的调整是很重要的。
[0197] 在实施例的变型中，为了降低复杂性，将可能将Gdwmph似设置为与k无关的恒定 值，例如采取Gdwmph化）=0. 6,其近似对应于在上述实施例条件中的k= 200,…，319的^eemphOO的平均值。
[019引在扩展设备的实施例的另一个变型中，将可能在逆DCT之后在时域中W等效的方 式来执行去加重。在稍后描述的图7中实现运样的实施例。
[0199] 除了去加重之外，带通滤波还与两个单独的部分一起应用：其一，高通，固定的； 另一个，低通，自适应的（比特率的函数）。
[0200] 该滤波在频域中执行，并且它的频率响应在图6示出。对于低部分，在3地处的截 止频率是6000化，对于高部分，在6. 6、6. 8W及高于比8. 85化it/s的比特率处（分别）大 约是 6900、7300、7600Hz。
[0201] 在优选实施例中，在频域中如下那样地计算低通滤波器部分响应：
[0203] 其中，在6. 6化it/s时，Nip= 60,在8. 85化it/s时为40,并且在比特率〉8. 8化it/ S时为20。
[0204] 然后，W如下形式应用带通滤波器：
[0206] Ghp化）化=0,…，55)的定义例如在下面的表1中给出：
[020引 表1
[0209] 将注意到，在本发明的变型中，将可能修改Ghp似的值，同时保持渐近衰减。相似 地，具有可变带宽的低通滤波Gip化）可W使用不同的值或频率中间值来调整，而不改变该 滤波步骤的原理。
[0210] 还将注意到，在图6示出的带通滤波的例子将可能通过定义组合高通和低通滤波 的单一滤波步骤来适配。
[0211] 在另外的实施例中，将可能在逆DCT步骤之后根据比特率使用不同的滤波器系数 在时域中（如在图1的块112中那样）W等效的方式来执行带通滤波。稍后在图7中实现 运样的实施例。然而，将注意到，在频域中直接执行该步骤是有利的，因为滤波是在LPC激 励的域中执行，并且因此循环卷积和边缘效应的问题在该域中是非常有限的。
[0212] 逆变换块505对320个样本执行逆DCT W找到W 16曲Z采样的高频激励。因为 DCT-IV是正交的，所W其实现方式与块500相同，除了变换的长度是320而不是256,并且 获得：
[0引4]其中，Nwk= 320,并且 k = 0，…，319。
[0215] 然后，可选地，按照针对80个样本的每个子帖定义的增益对W 16曲Z采样的该激 励进行缩放（块507)。
[0216] 在优选的实施例中，首先针对每个子帖通过子帖的能量的比率来计算（块506)增 益拥ei (m)，使得在当前帖的索引m = 0, 1，2或3的每个子帖中：
[022引其中，e=0.01。针对每个子帖的增益gHM(m)可W写成W下形式：
[0224] 其示出，在信号1?中，确保在每个子帖的能量与每个帖的能量之间的与在信号 U(n)中相同的比率。
[0225] 块507根据下面的等式来执行组合的