专利名称：用于微波源的高频阴极加热器电源的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种用于微波源的高频阴极加热器电源(heater supply) 0
背景技术：
射频(RF)加热广泛地使用在诸如金属熔炼、焊接、木材干燥以及食品制备等エ业处理应用中。所需的输出功率范围为从几千瓦到兆瓦范围内的值。通过使用三极管或四极管，频率范围可为从几百千赫兹到几十兆赫兹。对于在500MHz以上频率范围内RF的微波应用而言，通常使用磁控管，虽然这不是必须的。热电子管需要加热器电源来加热热电子阴极，并且在高功率热电子管中，这种阴极是直接被加热的，即，加热器用作这种阴扱。在本文件中使用的术语“阴扱”、“阴极加热器”或“加热器”如果在上下文没有其它定义则意味着上述这种限定。因为具有用在这样的管中的钍钨或纯钨阴扱，所需的加热器功率通常十分高，例如，在120A时为2V，这意味着 0. 1欧姆的相当低的负载电阻。并且微波发生器的实用性和便利性实施例也经常要求加热器电路不是工作在接地电位而是工作在20kv或更高的超高电位处。因而，在这些实施例中，阴极电源必须用大于20kV的电压隔离来为低电阻负载提供数千瓦的功率。众所周知，用工作在50Hz或60Hz的大功率变频器来提供这种功率，这种大功率变频器被构造为具有大间距且一般浸在油中以提供高电压隔离。通常，施加在阴极的电压必须在工作期间被谨慎控制和调节，而晶闸管调整器就用作这种功能，其一般工作在主变压器的初级上。重要的是，阴极作为磁控管的最易碎的元件之一，其工作在设计温度下，在通过避免欠热来维持所需的发射率并防止电弧的同吋，通过避免过热来延长该阴极的寿命。在本领域中已知尝试用高温计来监测阴极温度，但由于磁控管的使用，高温计窗ロ会被遮盖住 (occlude)，这会导致错误的温度读数。可替换地，在磁控管变热(warm-up)和工作期间，可应用基于试错法开发出的对供应功率的变化调度。此外，已知的用于供应加热器电流的变压器既昂贵又巨大，在上面给出的示例中占用0. 07m3的体积且重100kg。并且，用于功率调整的晶闸管控制器的问题在于它们具有有限的控制能力和糟糕的瞬时响应特性。
发明内容
本发明的ー个目的是至少改善现有技术中的缺点。根据本发明，提供一种用于微波源的阴极加热器电源，包括开关模式电源 (SMPS)逆变器装置；隔离变压器装置，包括初级绕組，被设置为由所述SMPS逆变器装置进行供电；监测绕组，其穿过所述初级绕组的初级组芯；以及，次级绕组，被设置为连接至所述阴极加热器；电流监测装置，被设置为监测所述初级绕组中的电流；以及，信号处理装置，被设置为接收来自所述监测绕组的第一输入信号和来自所述电流监测装置的第二输入信号，所述第一输入信号指示所述阴极加热器上的电压，所述第二输入信号指示所述阴极加热器上的电流，所述信号处理装置被设置为根据由信号处理装置从第一输入信号和第二输入信号确定的阴极加热器的监测电阻或供应至阴极加热器的监测功率向所述SMPS逆变器装置输出控制信号，以对供应至所述阴极加热器的功率进行控制。便利地，所述监测绕组是单匝绕組。便利地，所述初级绕组是单层绕組。 有益地，所述信号处理装置包括监测及控制装置，被设置为接收来自所述监测绕组的所述第一输入信号以及来自所述电流监测装置的所述第二输入信号，并输出包括所述第一输入信号和所述第二输入信号的商或积的比较信号；以及，误差放大器装置，被设置为接收来自所述监测及控制装置的所述比较信号和来自參考电压装置的參考信号，并根据所述比较信号与所述參考信号的比较向所述SMPS逆变器装置输出控制信号，以对由所述 SMPS逆变器装置供应给所述阴极加热器的功率进行控制。便利地，通过控制所述SMPS逆变器装置的占空比来对由所述SMPS逆变器装置供应给所述阴极加热器的所述功率进行控制。有益地，所述阴极加热器电源包括电容器装置，其串联连接在所述SMPS逆变器装置和所述初级绕组之间。便利地，阴极加热器电源用于向所述阴极加热器供应AC功率，其中所述电容器装置使得对所述初级绕组进行供电的初级电路是产生具有可检测的驻点的准正弦初级电流波形的谐振电路。有益地，所述次级绕组是单匝绕組。便利地，所述监测及控制装置包括微分装置，连接至所述电流检测装置，并被设置为确定所述初级电流的波形的驻
ハ、、 第一全波整流装置，具有连接至所述电流监测装置的输入和连接至第一采样及保持装置的输出，所述第一采样及保持装置在所述驻点处具有来自所述微分装置的使能输入以采样所述初级电流；第二全波整流装置，具有连接至所述监测绕组的输入和连接至第二采样及保持装置的输出，所述第二采样及保持装置在所述驻点处具有来自所述微分装置的使能输入以采样初级电压；以及乘法器/除法器模块，被设置为接收并处理来自所述第一采样及保持装置和所述第二采样及保持装置的信号，井向所述SMPS逆变器装置输出控制信号。便利地，所述阴极加热器电源用于向所述阴极加热器供应DC功率，并且所述阴极加热器电源还包括被设置为串联连接在所述次级绕组和将被加热的所述阴极加热器之间的同步整流装置和电感装置，其中所述次级绕组包括两个被设置为在其中电流交替流动的单匝绕組。有益地，所述电感装置包括环绕有连接导线的感应芯，其被设置为将所述次级绕组连接至被加热的所述阴极加热器。便利地，所述信号处理装置包括第一全波整流装置，具有连接至所述电流监测装置的多个输出的多个输入；第二全波整流装置，具有连接至所述监测绕组的多个输出的多个输入；
第一积分装置，具有连接至所述第一全波整流装置的第一输出的输入；第二积分装置，具有连接至所述第二全波整流装置的第一输出的输入和连接至所述第二全波整流装置的第二输出的输入；乘法器/除法器模块，具有四个输入和ー连接至误差放大装置的输出，所述四个输入分别连接至所述第一积分装置的输出、所述第一全波整流装置的第二输出、以及所述第二积分装置的第一输出和第二输出。有益地，所述信号处理装置是数字信号处理装置。
现在參考下述附图将以示例的方式描述本发明，在附图中
图1是根据本发明的AC加热器电源的实施例的电路图2示出了由图1的电路所产生的波形；
图3是更详细地示出了图1的电阻或功率监测及控制电路的电路图4是根据本发明的DC加热器电源的实施例的电路图5示出了由图4的电路所产生的波形；
图6是更详细地示出了图4的电阻或功率监测及控制电路的电路图7是用于图4的同步整流器的合适的驱动电路的电路图8是适于图1至图3的AC加热器电源的变压器的立体图9是图8的变压器的垂直截面图10是适于图4至图7的DC加热器电源的变压器的立体图11是图10的变压器的垂直截面图12是图10的变压器在移除遮蔽盖之后的立体图13是图12的变压器在移除PCB之后的立体图；以及
图14是有助于对本发明的加热器进行建模以便提供对该加热器的数字控制的方框图。
在上述图中，相同的附图标记表示相同的部分。
具体实施例方式AC阴极加热电源在图1中示出根据本发明的AC阴极加热电源的基本电路图，且在图2中示出相应的波形。參考图1，用于加热电子管加热器11的AC阴极加热电源10包括隔离变压器12， 隔离变压器12的次级绕组121电连接至加热器，并且隔离变压器12的N个初级绕组122 电连接至开关模式电源(SMPS)逆变器H桥13并由开关模式电源(SMPS)逆变器H桥13进行供电，从而使得变压器从初级绕组的变比是N 1的降压(st印down) 0隔离变压器12 还包括穿过初级绕组122的每个组芯的单匝监测绕组123。监测绕组电连接至电阻或功率监测及控制电路的模块14的第一输入。设置为监测初级绕组中的电流的电流监测器141 电连接至模块14的第二输入。模块14的输出电连接至误差放大器或比较器131的ー个输入，该误差放大器的第二输入由可变參考电压模块132提供。该误差放大器的输出电连接至SMPS逆变器H桥13的控制输入。SMPS逆变器H桥13的功率输入连接至干线电カ控制输入和输出(mains control inputs and outputs)。电容器142串联连接在SMPS逆变器 H桥13的两个输出之一和初级绕组122之间。当工作在较高频率吋，包括阴极加热器11在内的磁控管的端子处的电压可能与阴极加热器11的阴极电阻(Mi) 111上的电压Vh不同。这是因为管加热器接头和加热器本身具有不可避免的电感112，该电感可以提供显著的管电感(Lt)。作为ー个示例，可从英国切姆斯福德的e2v技术pic公司(e2v technology pic, chlemsford, UK)获得的已知磁控管BM75L，具有10毫欧姆(mohm)左右的冷电阻和100毫欧姆左右的热工作电阻。阴极组件电感在0. 5 μ H的数量级。在正常50/60ΗΖ值处，该电感的电抗仅在0. 16毫欧姆左右，而在例如15kHz处，该电感的电抗为47毫欧姆，这几乎为所需热工作电阻的一半。进ー步会产生另外的问题在干，互连电感和变压器(Tfmrl)漏电感124(如图1所示的电路杂散电感(Ls))可易于接近ΙμΗ，从而增加了由管电感(Lt)112引起的问题。阴极加热器11的电阻(Iih)Ill也可由于导体中在较高频率下出现的趋肤效应或邻近效应而变化。然而，用于典型管阴极的材料(诸如钨)具有相对差的电导率，并且它们的高工作温度大于1800°C，这通常会导致在所关注的频率范围内由频率相关效应所引起的阴极的电阻变化最小。在阴极变热期间，逆变器13提供功率来加热阴极11。然而，一旦用全部的阳极输入功率(其可为几百千瓦)对该管进行操作，电路操作会导致另外的功率被馈送给阴极或被从阴极移除，这引起阴极加热器的温度变化。由于发射极和阴极寿命对温度敏感，因而非常期望将阴极温度保持在其特定的最佳值。由于阴极11是用具有显著的电阻温度系数的材料制成的，因而可用阴极的电阻变化来监测阴极温度的变化。在磁控管的情况下，在阳极电流开始流动时的回轰(back bombardment)功率可为阴极贡献出约70%的所需加热功率，并且如果不作出调整，阴极会变得过热。通过感测阴极的电阻，可降低来自主电源的输入功率来补偿这个额外的加热，因而如果对供应的功率作出调整以保持温度恒定，则所测量的阴极电阻也会恒定。已经发现，在使用电阻控制中最佳电阻依赖于供应给设备的阳极输入功率。S卩，所需电阻以及由此所引起的阴极温度随着阳极功率的变化而变化。然而，该电阻可被设定为任何使系统性能最优化所需的值。因而，不必存在単一的最优温度以及由此而来的単一的最优发射电流。对于性能的ー些方面，可改变阴极温度以适合特定的工作场景。温度与电阻相关，因而该电阻控制可不被设定为固定值，而是为预先编程的系列值。如此，例如，如果用户需要高功率，则可设定更高的电阻，这意味着温度越高发射越多。 相反地，如果用户想要在低功率下延续地运行，较低电阻以及由此较低的温度和发射则是适当的。数字实施方式允许易于被编程到控制系统中的多种选择。如果电子管属于不具有其功率输入受阳极输入功率影响的阴极的类型，则可通过经由逆变器13将恒定功率施加给管阴极11来实施满意的控制。在图2中示出开关模式电源(SMPS)逆变器13的驱动电压波形21。产生提供图2中所示形式的相应初级电流为Ip的峰值输出初级电压Vp的电压波形22是很容易的。这种波形为容易理解的形式，其提供了循环通过+Edk、0以及-Edk的输出，并且输出电阻必须在处于灌电流或拉电流的这些状态中任何状态时都为低的。通常，逆变器将从经整流的三相干线电源工作，因此电压IEdcI将在560V的数量级。如上文所表明的，逆变器13包含误差放大器131，误差放大器131的一个输入经由控制VRl连接至參考电压源132。參考电压源132可被用于设定输出功率或负载的电阻设定。通过使用误差放大器131将与负载的功率或电阻成比例的信号与已知參考132进行比较，来实现功率或电阻控制。误差放大器的输出提供允许占空比(如图2所示的比率T1/T2)以公知方式改变以将功率或电阻维持在设定值的信号。选择隔直流电容器142的电容值Cb以产生谐振回路，从而使得电容值Cb和总电感(Ls+N2Lt)的谐振频率Wtl接近于2 π F/1. 15，其中F为SMPS 13的工作频率。这产生了圆形化的准正弦形式的初级电流Ip，从而相对易于检测和采样电流Ip的峰值Ipk，其中，这里电流的变化速率为零，即dlp/dt = 0，这是波形中的驻点(stationary point)。当dlp/dt = 0吋，电感Ls和Lt中的感应电压将为零，因此此时在变压器初级看到的电压Vp将是负载上的电压Vh乘以变压器变比N2。在本发明中，在隔离变压器(Tfmrl) 12的初级侧上对用于提供功率或电阻反馈的信号进行感測。这需要变压器具有非常低的损耗和合理的控制良好的残余值(residual value)。使用本发明的方法，在变压器的次级侧不需要复杂的监测电路。通过监测初级信号的电压和电流，可获得与功率或电阻成比例的反馈信号。还如图1所示，布置在由逆变器H桥13馈电的初级周围的采用变流器形式的已知电流监测器141监测初级电流Ip。因为隔离变压器(Tfmrl) 12被设计为具有非常低的损耗和高的并联电感值，故电流Ip为加热器电流让的可靠再现，但在幅度上按照隔离变压器 (Tfmrl) 12的变比N成比例地縮小。监测器141的输出形成电流监测信号Va的基础。通过与变压器(Tfmrl) 12的初级绕组122邻近的单匝拾取绕组123来获得电压监测信号Vb。如果监测绕组123邻近初级芯并且如果初级芯为轻度负载(Rload > 500*N2*Rb)，则监测绕组给出对施加到变压器上的电压Vp的可靠表示。所施加的电压Vp将根据变压器变比N进行降压，以提供用于功率或电阻计算的电压监测信号Vb。由于监测信号Vb和Va可用，并因为隔离变压器(Tfmrl) 12的低损耗，可通过用除法电路获得比率Vb/Va来计算加热器电阻，以供逆变器模块13用来调整施加到阴极加热器上的功率，从而维持电阻恒定并且由此维持温度恒定。在为了确定加热器的电阻，需要除法功能计算Vb/Va以确定Vp/Ip并由此确定Vh/ 让的同吋，为了确定施加到阴极加热器上的功率，需要乘法器来计算乘积Va*Vb，从而确定 Ip^Vp并由此确定B*Vh。DC阴极加热电源DC阴极加热电源系统的基本设置如图4所示，并且相应的波形如图5所示。參考图4，用于加热电子管加热器41的DC阴极加热电源40包括隔离变压器42， 隔离变压器42的次级绕组421经由同步整流器TRl和TR2电连接至阴极加热器41，并且隔离变压器42的初级绕组422电连接至开关模式电源(SMPS)逆变器H桥43并由该开关模式电源(SMPQ逆变器H桥43进行供电。隔离变压器42还包括穿过初级绕组422的每
8个组芯的监测绕组423。该监测绕组电连接至电阻或功率控制及监测电路的模块44的第 ー输入。设置为监测初级绕组422的电流的电流监测器441电连接至模块44的第二输入。 模块44的输出电连接至误差放大器或比较器431的ー个输入，该误差放大器的第二输入由可变參考电压模块432提供。该误差放大器的输出电连接至SMPS逆变器H桥43的控制输入。SMPS逆变器H桥43的功率输入连接至干线电カ控制输入和输出。电容器442串联连接在SMPS逆变器H桥43的两个输出之一和初级绕组422之间。具有扼流圈Ll和L2输入滤波的全波推挽式同步整流器TRl和TR2用于提供来自次级绕组421的DC输出。目前的变压器(Tfmrl)42的特性显著不同于先前描述的AC加热器电源中所使用的变压器12。变压器漏电感(Lssl和Lsd)中的电流具有直流分量，而仅初级漏电感(Lspl)具有在其中流动的电流的交流分量。不可避免的是，次级漏电感(Lssl和Lsd)会由于次级绕组421的邻近而紧密耦合，并且由于高电压隔离的需要而相当大。本文在变压器构造和设计的描述中也描述合适的构造方法。如果不采取避免步骤的话，添加整流器TRl和TR2可能会引起显著的损耗。例如， 使用e2v技术pic公司的已知BM75L磁控管的120A 12V电源，在ニ极管TRl和TR2中高至 IV或更多的压降将表明功率的显著损耗，并致使在变压器初级绕组422处的功率或电阻测量效果不佳。为了克服整流器的损耗问题，使用具有MOSFET的同步整流。这种实施方式对FET 的驱动(drive to the FET)进行优化，以考虑在隔离变压器(Tfmrl)42的次级侧中不寻常的高漏电感。參考图5，在(a)中示出逆变器波形51。在(b)中示出通过阻塞电容器Cb 142的变压器驱动波形52。由电容器Cb在每个逆变器脉冲关断换向时呈现的阻抗产生驱动器上的压降Δ V。在Toff+n*T2/2时刻(其中η为包括零的任意整数值)，电容器Cb上的电压被设计为确保整流器换向会理想地快速发生。在时间Τ4期间，由于漏电感及这些漏电感之间的耦合，ー个整流器中的电流下降而另ー个整流器中的电流上升。因而，整流器TRl和TR2 都在时段Τ4期间导通，从而每个整流器在时段Τ4期间必须被触发开启(triggered on)。因而需要整流器TRl和TR2的导通重叠。重叠时间T4由Cb上的电压降Δ V的值、电感Lssl 和Lss2以及它们的耦合度来确定。在(c)中示出得到的初级电流波形53，并且在(d)和 (e)中示出对于同步整流器所需的驱动M、55。整流动作在扼流圈输入(f)处产生了电压 56。这种电路的优点在于无损耗地恢复在漏电感Lssl和Lss2中的能量，从而使在初级处的功率和/或电阻监测更为有效。通过谨慎选择，电容器Cb对于AC或DC应用可理想地具有相同值，从而使得共同的加热器逆变器既可用于AC应用又可用于DC应用。在图7中示出用于同步整流器TRl和TR2的合适的驱动电路71。还參考图4，由另外的次级绕组(Tfmrs3)4M提供用于操作驱动电路的功率。再次參考图7，另外的次级绕组似4馈电给整流器BRl，该整流器BRl与滤波电容器Cl相并联并且与由电阻R7和两个ニ极管Dl和D2組成的稳压ニ极管链相并联，为驱动电路供给+5V和+12V的LT轨(LT rails)。同步整流器FET TRla、TRlb、TR^i和TR2b被示出为对于每个功能都并联连接，但是也可根据设计输出电流的需求来指示使用单个或多个FET。通过驱动器芯片IC2和IC3(如 MAX4422)来驱动成对的同步整流器FET，即，经由D4、R1、R2以及D6、R5、R6为FET提供栅极驱动。与门ICla和IClb(如78HC08)控制驱动器电路，并阻止信号被施加到驱动器芯片 IC2和IC3上，直到建立LT轨电压为止。如图7所示的D7、D8、R8、R9以及C2构成的延迟电路72提供了允许建立+12V和+5V的轨所必需的延迟。电流监测器CTsl和CTs2分别监测到每个同步整流器TRl和TR2的电流。整流负载 (rectifying burden) D3,RlO以及D5、R11用在每个电流监测器上，从而使得仅当电流在给定整流器TRl和TR2中流动时，电流监测器将信号输出至与门(ICla或IClb)。在启动过程中，同步整流器TRl和TR2都经受在它们漏源极上的开关电压的快速上升。门中额外的电路TR3、R3以及TR4、R4可防止在FET中发生米勒电容电流，这个米勒电容电流可提高栅极电压并造成同步整流器TRl和TR2被不期望的导通。一旦建立了 LT 电源轨(+12V和+5V)，则驱动器芯片IC2和IC3的输出电阻就足以防止这种假导通。这种电路设置使得在TRl和TR2导通期间，建立LT的同时该电路用作具有IV左右的ニ极管压降的正常的整流器。当在建立LT之后启用触发器电路时，触发器波形接替 (take over)并将在同步整流器中的压降降低至约25mV或更低。变压器构造AC加热电源当在更高频率处操作任何SMPS吋，变压器的伏特/匝(volts/turn)与在低频处操作相比得到増加。最终可通过适当的设计选择，将低电压绕组减至单匝，这种特性可被用在本发明的变压器设计中。在图8中示出适当的隔离变压器(Tfmrl) 12，其具有包括一圈铜管121的单匝次级绕组。在高频处，由于趋肤效应和邻近效应，任何电流都趋于在具有环形横截面的导体表面上流动。因而，壁厚接近于趋肤厚度的管状导体非常有效地利用了铜的面积。在15kHz处， 趋肤厚度在0. 5mm的数量级，因而在0. 5mm和Imm之间标准的中心加热铜管成为这种应用的理想导体。管的制作可使用标准的焊接的端部馈电器件，其将被用于中心加热配件，或者管可被实现为所需的U形。另ー个重要的需求是，在次级绕组121和初级绕组122之间的耐受(hold-off)电压非常高。然而，变压器縮小化也是所期望的。作为来自e2v技术pic公司(e2v technology pic, chlemsford, UK)的可用的磁控管BM75L的ー个实例，高至25kV的工作电压是所期望的。对于高电压设计，由于对于给定几何形状的静电应カ随着表面半径的增加而降低，因此使用环形横截面导体是理想的。因而，环形横截面单导体构成用于涉及高压绝缘需求的系统的理想形式的绕组。參考图8和图9，构成次级绕组121的单个U形管包括通过桥部在一端处接合在一起的两个平行的腿部，该U形管被包封在合适的环氧树脂95中。连接至加热器和阴极的两个线状的插入棒82被铜焊到U形管121的自由端。U形管121的自由端之间的间距81可例如为RF管加热器和阴极端子之间的直接连线。可通过用于废水的那种类型的标准的塑料管配件制作出的模具来容纳树脂95。这样的管配件通常由在高压时具有最大益处的电绝缘特性的高温PVC制成。通过适当地选择直管87和90°的弯管89，在单管121的四周可形成合适的模子。具有绕组122的初级组芯可从两个腿部其中之一上套进，以安装在形成的U形模具的桥部上。在模制之后，该工具所使用的塑料管和弯管可被留在适当位置，从而形成电绝缘电路的额外部分。
不是采用单芯，而是采用M个窄芯，其中，在图1和图8至图13中说明的实施例中 M等于2。这些芯比单个更长的芯更容易绕过90°的弯管89，然后这些芯的初级绕组122 串联连接在一起。可通过使用例如热熔性粘结剂85将这些芯固定在适当位置。选择材料尺寸，使得环氧树脂95的厚度和表面跟踪距离83提供用于所需的超高压的适当的电性隔离。例如，如果所述隔离为25kV并且在120A时的输出为12V，则15mm直径、Imm厚度的铜管可用于单匝绕组121，并且32mm的PVC水管配件用于模具87和89。得到的环氧树脂的厚度约为8mm，并且爬电距离83为120mm。得到的变压器尺寸与工作频率的选择可允许初级绕组122的M个芯使用非晶芯。 该M个芯工作在相对低的峰值磁通密度处，因此损耗非常低。此外，芯绕组122可以是适当尺寸的电线的单层绕組。例如在采用BM75L吋，磁区面积162mm2和磁区长度225mm的芯被证明是一个合适的选择。如所看到的，整个结构的元件具有平滑和/或圆形的边缘。单层绕组122和环形横截面次级导体121在15kHz处提供接近于DC电阻的AC电阻，因而对铜进行最大可能的利用。这些形状也表明了在给定体积材料中取得最低电应カ的优化方法。因此，对于其功率效能和超高压隔离而言，变压器非常轻便而且微型化。例如，适于e2v BM75L 磁控管的变压器仅重1kg，并在整个输出具有小于15W的总损耗。图1示出了用于监测目的的单匝初级绕组123。在将初级绕组122的M个芯装配到模制组件之后并在最终涂覆确保这些芯牢固的热熔性胶85之前，将单匝初级绕组123缠绕在初级绕组122的M个芯上。DC加热电源整流器和变压器构造适于DC加热电源的变压器42类似于用于AC电源的变压器12。在图10中以立体方式示出同步整流器的整个组件，并且在图11中示出垂直横截面图。图12是没有在图10 和图11中用于遮蔽电路的遮蔽金属盒109但包括PCB 1241的变压器42的立体图。图13 是没有遮蔽金属盒109和PCB 1241的放大器的立体图。用于AC电源的变压器12和用于DC电源的变压器42之间的主要差別在于用于DC 电源的变压器42具有两个次级绕组管421。如果使用单个绕组，即N 1的降压，则将需要桥式整流器，并且电流将流过两个串联连接的整流器。对于高电流低电压的应用，则使用推挽式次级，其中每个次级绕组具有单个相关联的整流器。由于电流仅流过单个整流器，因此这样的方式会降低损耗。目前所需的变压器具有N 1 1的降压，在每匝中的电流为全部电流的一半。两个单独的次级绕组不会一起导通，而是分別在输入电源的交替的半个周期期间导通。由于存在大约仅为两个次级绕组管421之间的电压Vh的三倍的峰值电压，因此两个次级绕组管421彼此邻近，以最大化它们之间的耦合。两个次级绕组管421与用于AC 电源的变压器的次级绕组相比具有缩减的直径，这是因为在它们之间的电流可被降低至约 0. 7Ih。它们的彼此临近以及它们的横截面也是圆形的事实确保了在模具117和119的外层中和在环氧树脂填充物115中的电场应力仍是适当的低的。同步整流系统TR1、TR2的整个组件处于遮蔽金属盒109中。第一平滑滤波扼流圈 Ll和第二平滑滤波扼流圈L2由两个组芯1021构成，其中组芯1021装配在从次级绕组至管加热器和阴极的连接导线1123、1125上。组芯1021包括合适材料的成组环形线圈(如压粉铁芯)，即靠内的具有较小半径的芯11 以及同轴的具有较大半径的芯1127。这种配置方式提高了电感，也给予了这种结构一定程度的刚性。尽管在图11中示出了两个芯的尺寸，但是如果期望的话，可使用多于两个的尺寸，或如果可用的话，可使用单个较大的芯。同轴夹具(clamp) 1031将每个组芯固定在遮蔽金属盒109上。由于在采用DC时整个导体横截面都被用到，故而连接导线1123、1125可为实心杆。尽管组芯1021的长度足以获得期望的电感，但是如果希望达到磁控管端子，则组芯1021可以更长。在最终完成特定设计时这种权衡是最有用的。遮蔽金属盒109的盖1333形成变压器(Tfmrlsl和1Trfmld) 42和次级平滑滤波扼流圈L2之间的ー个连接。使用扁铜带1335、1237分别作为TRln漏极与Tfmrlsl之间的连接以及TR2n漏极与Tfmrls2之间的连接。另外的铜带1339作为Ll和Trln之间以及Tr2n 源和Ll之间的连接。以类似于用于AC应用的方式，用在固定轴套(fixing bush)中的焊接或铜焊的方式，如在图8中所示的，该固定轴套为配有适当尺寸的螺纹的螺丝(例如用于 120A的M6)来确保用于所涉电流的固定配件的稳固，从而在Tfmrl次级管421上作出用于高电流的连接。用于同步整流器TRl、TR2的控制被安装在控制PCB 1241上，该PCB 1241安装在铜连接带上。两个电流监测器CTsl 1243和CTs2 1245都安装在主管周围，该主管馈送到 Trln,Tr2n的源扱。固定块1247搭在U形次级绕组的自由端，用于确保在系统的所有元件之间的连接都刚性地固定。为了向控制PCB 1241供电，通过Tfmrl的一个次级管421的中心向单匝绕组424 馈电。该匝似4在该次级管421上的固定轴套1151中的小(Imm)的中心钻孔处进出管子。尽管结合图10至图13的变压器描述了阴极加热器电源，但是应理解到，阴极加热器电源可与任何其它变压器一起使用，例如在PCT/GB2009/050942中描述的变压器。应理解到，对于三相电源，可使用三个变压器，其中每个变压器对应ー个相位。功率和电阻控制无论是使用AC加热还是DC加热，都以引起很小损耗的方式来实现变压器和整流器。因此，可測量在变压器初级122、422处的电压和电流，并根据这些测量结果计算负载功率和/或次级电阻。可通过模拟或数字装置来实现这些计算。在图3中更详细地示出使用图1的AC加热器电源来測量加热器功率和/或电阻的电路。參考图1和图3，电流监测器141的输出连接至微分器146的输入和第一全波整流器144的输入。监测绕组123的输出连接至第二全波整流器145的输入。第一全波整流器144的第一输出连接至第一采样及保持放大器SHl的输入，并且第二全波整流器145的第一输出连接至第二采样及保持放大器SH2的输入。微分器146的输出连接至第一采样及保持放大器SHl和第二采样及保持放大器SH2的各自的控制输入。第一全波整流器144和第二全波整流器145各自的第二输出以及第一采样及保持放大器SHl和第二采样及保持放大器SH2各自的输出都连接至乘法器/除法器模块143四个相应输入。乘法器/除法器模块143的输出连接至加热器电源的脉冲宽度调制器。如先前陈述的并如图2所示，通过隔离变压器12的初级电流Ip为准正弦波形23。 通过使用微分电路146来检测在初级波形23上di/dt = 0的点。在di/dt = 0吋，微分电路的输出启用两个采样及保持放大器SHI、SH2，两个采样及保持放大器SHI、SH2分别获取来自监测绕组123的电压监测输出和来自电流监测器141的电流监测输出。当di/dt = 0 吋，在电感Ls和Lt上的电压降为零(因为感应电压=L*di/dt)，因此电流和电压值将为施加到阴极加热器11的负载他的值乘以变压器变比N2。通过使用诸如AD534的模拟乘法器芯片143，可获得与Rh上的功率(S卩，Va^Vb) 成比例的电压。相反地，模拟乘法器芯片AD534 143可被编程为除法，从而可获得与负载1 的电阻(即，Vb/Va)成比例的电压。图3示出了分别通过第一全波整流器144和第二全波整流器145来整流每个信号Va和Vb。通过这种方法，仅+ve数值需要被乘法器和/或除法器143处理，因而使得实现更加简单。对于DC加热器，实施不同的方法，在图6中更详细地示出图4中的測量系统。參考图6和图4，电流监测器441的输出连接至第一全波整流器444的输入。监测绕组423的输出连接至第二全波整流器445的输入。第一全波整流器444的第一输出连接至第一积分器446的输入，并且第二全波整流器145的第一输出和第二输出连接至第二积分器447的相应输入。第一积分器446的输出、第一全波整流器444的第二输出以及第ニ 积分器447的第一输出和第二输出分别连接至乘法器和/或除法器443的四个相应输入。 乘法器/除法器443的输出连接至图4中所示的误差放大器431。如所陈述的，变压器42、整流器444、445以及监测器441、423非常高效且实际上是没有损耗的。因此，流入设备的功率仅在阴极加热器41的负载1 中被消耗棹。因而，通过经由积分器446、447对来自电流监测器441和单匝电压监测器423的输出进行整流和平滑，可通过乘积Va*Vb来获得功率或通过商Vb/Va来获得电阻。AC加热器系统和DC加热器系统之间的主要不同在干，AC电源电路的采样及保持放大器SHl和SH2在DC电源电路中需要被重新配置为积分器446、447。数字控制器实现对于加热器电源的AC和DC变型而言，需要测量的參数是负载电压和负载电流。可从如上所述的初级侧參数的測量中推导出负载电压和负载电流。AC和DC变型之间的差別仅为采样的时刻不同。相同版本的软件既可用于AC版又可用于DC版。小开关或跳线可用于向DSP处理器指示哪种负载变型被连接。一旦必要的測量已经被数字化，则可使用适于所连接的负载变型的方法来计算负载电阻。对于DC变型而言，计算仅为Rload = Vh/Ih。 对于AC版而言，可在di/dt = 0时对电压进行采样。电阻的计算与DC版相同。阴极的动力学模型图14示出了由DSP软件实现的阴极加热器电阻控制器的控制器框图以及磁控管阴极结构的热动力学的简化模型。该模型基于钨丝阴极的热质量(thermal mass) 1401和热阻关于工作点的线性拟合。阴极的拉普拉斯变换域动力学模型是控制器设计的基础，并用于查找PI控制器常量来取得所需的闭环响应。没有示出针对i 和Viis的换能器/测量増益，这是因为它们被DSP取消了。α是用于钨丝阴极的电阻的温度系数，也没有示出i : 和Viis的滤波和采样。在该模型中，假定温度(tem) T4在工作点附近为线性，并且假定电阻率α的热系数在工作点附近为线性。DSP数字控制器实现图14所示的两个嵌套PI控制器1402、1403是由DSP软件实现的。两个控制器都具有等于逆变器的开关频率的采样频率。系统的动力特性受控于阴极的热时间常量。因此，系统的闭环带宽将远低于控制器的采样频率。这意味着能够在连续域中设计控制器，并使用双线性变换来转换控制器常数以便用于数字实现。负载阻抗误差信号被送入电阻控制器C幢1402。电阻控制器1402的输出是功率需求P需求，根据该功率需求P需求通过i需求= 来计算所需电流。然后该所需电流If 用作控制负载电流Cfrffi的第二个嵌套PI 控制回路1403的所需信号。电流控制器1403的输出为占空需求，即为馈送给用于逆变器 13、43的PWM发生器的占空。控制结构对于AC和DC变型是一致的。PI控制回路的数字实现很容易理解，因而这里不进行讨论。
权利要求
1.一种用于微波源的阴极加热器电源，包括 开关模式电源SMPS逆变器装置；隔离变压器装置，包括初级绕組，被设置为由所述SMPS逆变器装置进行供电； 监测绕組，其穿过所述初级绕组的初级组芯；以及次级绕组，被设置为连接至所述阴极加热器； 电流监测装置，被设置为监测所述初级绕组中的电流；以及信号处理装置，被设置为接收来自所述监测绕组的第一输入信号和来自所述电流监测装置的第二输入信号，所述第一输入信号指示所述阴极加热器的两端的电压，所述第二输入信号指示流过所述阴极加热器的电流，所述信号处理装置被设置为根据所述第一输入信号和所述第二输入信号向所述SMPS逆变器装置输出控制信号，以对供应至所述阴极加热器的功率进行控制。
2.如权利要求1所述的阴极加热器电源，其中所述信号处理装置被设置为确定所述阴极加热器的监测电阻或供应至所述阴极加热器的监测功率。
3.如权利要求1或2所述的阴极加热器电源，其中所述监测绕组是单匝绕組。
4.如前述权利要求中任一项所述的阴极加热器电源，其中所述初级绕组是单层绕組。
5.如前述权利要求中任一项所述的阴极加热器电源，其中所述信号处理装置包括 监测及控制装置，被设置为接收来自所述监测绕组的所述第一输入信号以及来自所述电流监测装置的所述第二输入信号，并输出包括所述第一输入信号和所述第二输入信号的商或乘积的比较信号；以及误差放大器装置，被设置为接收来自所述监测及控制装置的所述比较信号和来自參考电压装置的參考信号，并根据所述比较信号与所述參考信号的比较向所述SMPS逆变器装置输出控制信号，以对由所述SMPS逆变器装置供应给所述阴极加热器的功率进行控制。
6.如前述权利要求中任一项所述的阴极加热器电源，其中通过控制所述SMPS逆变器装置的占空比来对由所述SMPS逆变器装置供应给所述阴极加热器的所述功率进行控制。
7.如前述权利要求中任一项所述的阴极加热器电源，包括电容器装置，其串联连接在所述SMPS逆变器装置和所述初级绕组之间。
8.如权利要求7所述的阴极加热器电源，用于向所述阴极加热器供应AC功率，其中所述电容器装置使得对所述初级绕组进行供电的初级电路是产生具有可检测到的驻点的准正弦初级电流波形的谐振电路。
9.如权利要求8所述的阴极加热器电源，其中所述次级绕组是单匝绕組。
10.如权利要求8或9所述的阴极加热器电源，其中所述监测及控制装置包括 微分装置，连接至所述电流检测装置，并被设置为确定所述初级电流的波形的驻点； 第一全波整流装置，具有连接至所述电流监测装置的输入和连接至第一采样及保持装置的输出，所述第一采样及保持装置在所述驻点处具有来自所述微分装置的使能输入以对所述初级电流进行采样；第二全波整流装置，具有连接至所述监测绕组的输入和连接至第二采样及保持装置的输出，所述第二采样及保持装置在所述驻点处具有来自所述微分装置的使能输入以对初级电压进行采样；以及乘法器/除法器模块，被设置为接收并处理来自所述第一采样及保持装置和所述第二采样及保持装置的信号，井向所述SMPS逆变器装置输出控制信号。
11.如权利要求1至7中任一项所述的阴极加热器电源，用于向所述阴极加热器供应 DC功率，所述阴极加热器电源进ー步包括被设置为串联连接在所述次级绕组和将被加热的所述阴极加热器之间的同步整流装置和电感装置，并且其中所述次级绕组包括两个单匝绕组，所述两个单匝绕组被设置为使电流在其中交替流动。
12.如权利要求11所述的阴极加热器电源，其中所述电感装置包括环绕有连接导线的感应芯，所述连接导线被设置为将所述次级绕组连接至将被加热的所述阴极加热器。
13.如权利要求11或12所述的阴极加热器电源，其中所述信号处理装置包括第一全波整流装置，具有连接至所述电流监测装置的多个输出的多个输入；第二全波整流装置，具有连接至所述监测绕组的多个输出的多个输入；第一积分装置，具有连接至所述第一全波整流装置的第一输出的输入；第二积分装置，具有连接至所述第二全波整流装置的第一输出的输入和连接至所述第 ニ全波整流装置的第二输出的输入；乘法器/除法器模块，具有四个输入和连接至误差放大装置的输出，所述四个输入分别连接至所述第一积分装置的输出、所述第一全波整流装置的第二输出、以及所述第二积分装置的第一输出和第二输出。
14.如权利要求1至9和11至12中任一项所述的阴极加热器电源，其中所述信号处理装置是数字信号处理装置。
全文摘要
一种用于微波源的高频阴极加热器电源，包括SMPS逆变器(13)和隔离变压器(12)，该隔离变压器具有被配置为由所述SMPS逆变器供电的初级绕组(122)，穿过所述初级绕组的初级组芯的监测绕组(123)，以及被配置为用于连接阴极加热器(11)的次级绕组(121)。电流监测器(141)被配置为监测所述初级绕组中的电流。信号处理模块(14，131，132)被配置为接收来自监测绕组(123)的第一输入信号和来自电流监测器(141)的第二输入信号，所述第一输入信号指示了所述阴极加热器(11)上的电压Vh，所述第二输入信号指示了阴极加热器上的电流。信号处理模块被配置为向SMPS逆变器输出控制信号，以根据从第一输入信号和第二输入信号确定的阴极加热器的监测电阻或供应至阴极加热器的监测功率，来对供应至所述阴极加热器的功率进行控制。
文档编号H01J23/05GK102598190SQ201080051321
公开日2012年7月18日 申请日期2010年11月11日 优先权日2009年11月11日
发明者R·理查德森, 科林·贝内特, 迈克尔·布兰德 申请人:E2V技术(英国)有限公司