具有两个直流电源的电源系统的制作方法

本发明涉及电源系统，更具体地说，涉及被配置为包括连接在两个直流(DC)电源和共用电力线之间的电力转换器的电源系统的控制。

背景技术：

已经采用通过使用连接在多个电源和负载之间的电力转换器以结合多个电源的方式向负载供电的混合电源系统。

例如，日本专利公开No.2013-46446(专利文献1)描述了用于车辆的电源系统，其中，为能充放电的二次电池和辅助电源中的每一个提供的升压斩波器(电力转换器)被并联连接。

日本专利公开No.2013-13234(专利文献2)描述了一种电力转换器的配置，该电力转换器能够通过切换多个开关元件的开关形式，在串联连接两个DC电源的同时执行DC/DC转换的操作模式(串联模式)和并联使用两个DC电源的同时执行DC/DC转换的操作模式(并联模式)之间切换。

引用列表

专利文献

[PTL 1]日本专利公开No.2013-46446

[PTL 2]日本专利公开No.2013-13234

技术实现要素：

技术问题

由于在专利文献1中所述的电力转换器能控制并联使用的二次电池和辅助电源之间的电力分配比，通过允许对二次电池的电力充放电具有一定自由度，能控制对负载的电力供给。因此，能确保克服二次电池的高速率劣化的机会。然而，二次电池和辅助电源不能相互串联连接，因此，升压斩波器的升压比更高。由此，由电流纹波引起的电抗器中的铁损或电力损耗增加降低电源系统的效率。

在专利文献2所述的电力转换器中，通过选择串联连接模式来抑制升压比，与专利文献1的配置相比，能抑制电力损耗特别是输出高压期间的电力损耗。然而，在专利文献2的电路配置中，用于第一DC电源的电力转换的电流和用于第二DC电源的电力转换的电流相互叠加地流过共用开关元件的现象发生。由此，令人担心的是，与专利文献1相比，取决于通过的电流量，开关元件的导通损耗增加。

作出本发明来解决这些问题，其目的是减小包括两个DC电源的电源系统中的电力损耗并且实现高效率的DC电力转换。

问题解决方案

根据本发明的一个方面，用于控制在高压侧的第一电力线和低压侧的第二电力线之间的DC电压的电源系统包括第一DC电源、第二DC电源、用于在第一和第二DC电源与第一和第二电力线之间执行DC电压转换的电力转换器以及用于控制电力转换器的操作的控制设备。电力转换器包括第一至第五半导体元件以及第一和第二电抗器。第一半导体元件电连接在第一电力线和第一节点之间。在第一节点和第二电力线之间，第一电抗器与第一DC电源串联电连接。第二半导体元件电连接在第二电力线和第一节点之间。在第二节点和第一电力线之间，第二电抗器与第二DC电源串联电连接。第三半导体元件电连接在第二节点和第二电力线之间。第四半导体元件电连接在第一电力线和第二节点之间。第五半导体元件电连接在第一节点和第二节点之间。第一至第五半导体元件中的至少一些每一个都包括开关元件，开关元件被配置为响应于来自控制设备的信号，控制电流路径的形成和切断。通过由控制设备切换开关元件的导通/截止控制的方式，电力转换器操作为在DC电压转换的方式不同的多个操作模式之间切换。

发明的有益效果

本发明的主要益处在于能降低包括两个DC电源的电源系统中的电力损耗并且能实现更高效率的DC电力转换。

附图说明

图1是示出根据本发明的实施例的电源系统的配置的电路图。

图2是示出负载的配置示例的示意图。

图3是示出基本升压斩波器电路的配置的电路图。

图4是图3中示出的升压斩波器电路的操作波形图。

图5是图1所示的电力转换器的并行升压模式的第一等效电路图。

图6是示出当接通图5所示的等效电路图中的每一DC电源的下臂时的电流路径的电路图。

图7是示出当接通图5所示的等效电路图中的每一DC电源的上臂时的电流路径的电路图。

图8是图1所示的电力转换器的并行升压模式的第二等效电路图。

图9是示出当接通图8所示的等效电路图中的每一DC电源的下臂时的电流路径的电路图。

图10是示出当接通图8所示的等效电路图中的每一DC电源的上臂时的电流路径的电路图。

图11示出包括第一臂和第二臂的升压斩波器电路的每一臂的导通和截止以及开关元件的导通和截止之间的对应关系。

图12是示出在并行升压模式中，用于控制每一开关元件的导通和截止的布尔表达式的列表的图表。

图13是用于示出在图1所示的电力转换器的并行升压模式中，来自DC电源的输出的控制的示例的功能框图。

图14是用于示出图13中所示的PWM控制单元的操作的波形图。

图15是示出并行升压模式中的开关形式的列表的图表。

图16是包括第一臂的升压斩波器电路的等效电路图。

图17是图16中由虚线包围的部分的放大视图。

图18是包括第二臂的升压斩波器电路的等效电路图。

图19是图18中由虚线包围的部分的放大视图。

图20是示出根据第一实施例的电力转换器中的电抗器电流的取向的组合的概念图。

图21是示出当两个DC电源执行电力运行(power running)操作时的电流行为的示例的波形图。

图22是用于示出能在图19的等效电路中形成的三个电流路径的电路图。

图23是示出在图22所示的三个电流路径的每一个中的导通损耗的转变的波形图。

图24是用于示出在根据第一实施例的电力转换器中，图21和23的第一时段期间执行的电流路径的电路图。

图25是用于示出在根据第一实施例的电力转换器中，图21和23的第二时段期间执行的电流路径的电路图。

图26是用于示出当与图18相比，操作为比较而示出的电力转换器时的电流路径的电路图。

图27是示出当一个DC电源执行电力运行操作以及另一DC电源执行再生操作时的电流行为的示例的波形图。

图28是用于示例在图27所示的时段期间形成的三个电流路径的波形图。

图29是示出图28所示的三个电流路径的每一个中的导通损耗的转变的波形图。

图30是用于示例根据当前第一实施例的电力转换器的载波相位控制的波形图。

图31是用于示例根据当前第一实施例的变型的载波相位控制的操作示例的波形图。

图32是在第二实施例中所述的、根据本实施例的电力转换器的串行升压模式的等效电路图。

图33是用于示例在图32所示的等效电路图中的时段的下臂期间的电流路径的电路图。

图34是用于示例在图32所示的等效电路图中的时段的上臂期间的电流路径的电路图。

图35是示出用于控制串行升压模式中的每一开关元件的导通和截止的布尔表达式的列表的图表。

图36是用于示出在图1所示的电力转换器的串行升压模式中，来自DC电源的输出的控制的示例的功能框图。

图37是用于示例图36中所示的PWM控制的操作的波形图。

图38是用于示例与图33和34比较，操作为比较所示的电力转换器时的电流路径的电路图。

图39是示例根据本实施例，电力转换器中的电抗器电路的回流路径的电路图。

图40是示例在根据本实施例的电力转换器的串行升压模式中的死区时间段期间的回流路径的等效电路图。

图41是示出当根据本实施例的电力转换器的串行升压模式中的电抗器电流为正时的死区时间段期间的回流路径的等效电路图。

图42是用于示例在图1所示的电力转换器的串行升压模式中，反并联二极管不能设置在操作为上臂的开关元件中的原因的电路图。

图43是用于示例根据第三实施例的电力转换器的配置的电路图。

图44是示出在根据第三实施例的电力转换器的串行升压模式中，用于控制每一开关元件的导通和截止的布尔表达式的列表的图表。

图45是示例当根据第三实施例的电力转换器的串行升压模式中的电抗器电流为负时的死区时间段期间的回流路径的等效电路图。

图46是示例当根据第三实施例的电力转换器的串行升压模式中的电抗器电流为正时的死区时间段期间的回流路径的等效电路图。

图47是示出在根据第三实施例的电力转换器的并行升压模式中，用于控制每一个开关元件的导通和截止的布尔表达式的列表的图表。

图48是示出在根据第三实施例的变型的并行升压模式中，用于开关形式的切换的控制的流程图。

图49是用于示出能有选择地应用于根据本实施例的电力转换器的多个操作模式的列表的图表。

图50是示出当不再生地充电第一DC电源时，图1所示的电力转换器的配置的变型的电路图。

图51是示出当不再生地充电第二DC电源时，图1所示的电力转换器的配置的变型的电路图。

图52是示出当不再生地充电第一和第二DC电源时，图1所示的电力转换器的配置的变型的电路图。

图53是示出当不再生地充电第一DC电源时，图43所示的电力转换器的配置的变型的电路图。

图54是示出当不再生地充电第二DC电源时，图43所示的电力转换器的配置的变型的电路图。

图55是示出当不再生地充电第一和第二DC电源时，图43所示的电力转换器的配置的变型的电路图。

具体实施方式

在下文中，将参考附图详细地描述本发明的实施例。在图中，由相同的附图标记表示相同或相应的部分，基本上将不重复该部分的描述。

第一实施例

(电路配置)

图1是示出根据本发明的实施例的电源系统的配置的电路图。

参考图1，电源系统5包括DC电源B1、DC电源B2、电力转换器10和控制设备100。

在本实施例中，DC电源B1和B2由诸如二次电池或双电层电容器的蓄电装置实现。例如，DC电源B1由诸如锂离子二次电池或镍氢电池的二次电池实现。DC电源B2由输出特性良好的DC电压源元件，诸如双电层电容器或锂离子电容器实现。DC电源B1和DC电源B2分别对应于“第一DC电源”和“第二DC电源”。

DC电源B1和B2也可以由相同类型的蓄电装置实现。也不具体地限定DC电源B1和B2的容量。DC电源B1和B2可以实现为彼此容量相同，或一个DC电源可以在容量方面高于另一DC电源。

电力转换器10被配置为控制在高压侧的电力线PL和低压侧的电力线GL之间的DC电压VH(在下文中，也称为输出电压VH)。电力线GL通常由接地线实现。

负载30当从电力转换器10接收输出电压VH时操作。输出电压VH的电压指令值VH*被设定为适合于负载30的操作的电压。可以取决于负载30的状态可变地设定电压指令值VH*。替代地，负载30可以被配置为能够通过再生发电，生成用于DC电源B1和/或B2的充电电力。

电力转换器10包括功率半导体开关元件S1至S5和电抗器L1和L2。在本实施例中，绝缘栅双极晶体管(IGBT)、功率金属氧化物半导体(MOS)晶体管或功率双极晶体管能用作功率半导体开关元件(在下文中，也简称为“开关元件”)。

响应于来自控制设备100的控制信号SG1至SG5，分别控制开关元件S1至S5的导通和截止。具体地，当控制信号SG1至SG5处于逻辑高电平(在下文中，也表示为“H电平”)时开关元件S1至S5被接通，开关元件S1至S5能形成电流路径。另一方面，当控制信号SG1至SG5处于逻辑低电平(在下文中，也表示为“L电平”)时开关元件S1至S5被断开，开关元件S1至S5切断电流路径。

反并联二极管D1至D4被分别布置用于开关元件S1至S4。二极管D1至D4被布置成每一个都在正向偏置期间从电力线GL朝向电力线PL的方向(在该图中，从下向上的方向)中形成电流路径。另一方面，二极管D1至D4在反向偏置期间不形成电流路径。具体地，二极管D1被连接成以从节点N1朝向电力线PL的方向作为正向，而二极管D2被连接成以从电力线GL朝向节点N1的方向作为正向。类似地，二极管D3被连接成以从电力线GL朝向节点N2的方向作为正向，而二极管D4被连接成以从节点N2朝向电力线PL的方向作为正向。

开关元件S1电连接在电力线PL和节点N1之间。电抗器L1和DC电源B1串联连接在节点N1和电力线GL之间。例如，电抗器L1电连接在DC电源B1的正电极端和节点N1之间，以及DC电源B1的负电极端电连接至电力线GL。开关元件S2电连接在节点N1和电力线GL之间。即使当互换电抗器L1和DC电源B1的连接顺序时，也保持电气等效电路配置。

开关元件S3电连接在节点N2和电力线GL之间。开关元件S4电连接在电力线PL和节点N2之间。开关元件S5电连接在节点N1和N2之间。电抗器L2和DC电源B2串联电连接在电力线PL和节点N2之间。例如，电抗器L2电连接在DC电源B2的正电极端和电力线PL之间，以及DC电源B2的负电极端电连接至节点N2。即使当互换电抗器L2和DC电源B2的连接顺序时，也可以保持电气等效电路配置。

在图1的配置示例中，开关元件S1和二极管D1对应于“第一半导体元件”，开关元件S2和二极管D2对应于“第二半导体元件”，以及开关元件S3和二极管D3对应于“第三半导体元件”。开关元件S4和二极管D4对应于“第四半导体元件”，以及开关元件S5对应于“第五半导体元件”。电抗器L1和L2分别对应于“第一电抗器”和“第二电抗器”。在图1的示例中，通过控制开关元件S1至S5的导通和截止，能在第一至第五半导体元件的每一个中控制电流路径的形成和切断。

例如，通过具有未示出的中央处理单元(CPU)和存储器的电子控制单元(ECU)，实现控制设备100。控制设备100被配置为基于在存储器中存储的映射和程序，使用来自每一传感器的检测值执行运算处理。替选地，控制设备100的至少一部分可以被配置为通过诸如电子电路的硬件，执行规定的数字和逻辑运算处理。

控制设备100生成控制开关元件S1至S5的导通和截止的控制信号SG1至SG5，用于控制输出电压VH。尽管在图1中未示出，但提供用于DC电源B1的电压(表示为V[1])和电流(表示为I[1])、DC电源B2的电压(表示为V[2])和电流(表示为I[2])以及输出电压VH的检测器。来自这些检测器的输出提供给控制设备100。

图2是示出负载30的配置示例的示意图。

参考图2，负载30被配置为包括例如用于运行电动车辆的电动机。负载30包括平滑电容器CH、逆变器32、电动发电机35、动力传动系36和驱动轮37。

电动发电机35是用于运行以生成车辆驱动力的电动机，并且由例如多相永磁体型同步电动机实现。通过由减速齿轮和动力分配装置构成的动力传动系36，将来自电动发电机35的输出转矩传递到驱动轮37。电动车辆通过传递到驱动轮37的转矩运行。电动发电机35在电动车的再生制动期间，通过来自驱动轮37的旋转力发电。所产生的电力通过逆变器32经过AC/DC转换。能将该DC电力用作用于包括在电源系统5中的DC电源B1和B2的充电电力。

在除电动发电机外还安装发动机(未示出)的混合动力车辆中，该发动机和电动发电机35能协同操作使得产生用于电动车所需的车辆驱动力。其中，DC电源B1和B2还能通过发动机的旋转产生的电力充电。

由此，电动车辆广泛地表示安装用于运行的电动机的车辆，并且包括安装发动机和电动机的混合动力车辆和不安装发动机的电动车辆和燃料电池车辆。

(电力转换器的操作)

与专利文献2中所述的电力转换器类似，电力转换器10具有在DC电源B1和B2与电力线PL和CL之间，DC电力转换(DC/DC转换)的方式不同的多个操作模式。通过切换开关元件的导通/截止控制的方式，有选择地应用这些操作模式。

电力转换器10的多个操作模式包括用于在DC电源B1和B2与电力线PL和GL之间并行的DC/DC转换的“并行升压模式”以及用于串联连接的DC电源B1和B2与电力线PL和GL之间的DC/DC转换的“串行升压模式”。并行升压模式对应于专利文献2中的“并联连接模式”，以及串行升压模式对应于专利文献2中的“串联连接模式”。在第一实施例中，将描述定义为基础的并行升压模式的操作。

如从图1理解到，电力转换器10具有作为在DC电源B1与电力线PL和GL之间形成的升压斩波器电路和在DC电源B2与电力线PL和GL之间形成的升压斩波器电路的组合的电路配置。因此，将首先详细地描述基本升压斩波器电路的操作。

图3示出表示基本升压斩波器电路的配置的电路图。

参考图3，升压斩波器电路CHP具有实现上臂的开关元件Su、实现下臂的开关元件S1以及电抗器L。电抗器L电连接在上臂中的开关元件Su和下臂中的开关元件S1之间的连接点与DC电源PS的正电极端之间。上臂中的开关元件Su和下臂中的开关元件S1串联连接在电力线PL和GL之间。二极管Du和D1分别反并联连接至上臂中的开关元件Su和下臂中的开关元件S1。

在升压斩波器电路CHP中，交替地提供下臂(开关元件S1)的导通时段和截止时段。在下臂的导通时段期间，形成通过DC电源PS、电抗器L和下臂元件S1(导通)的电流路径101。由此，能将能量存储在电抗器L中。

在下臂的截止时段期间，形成经过DC电源PS、电抗器L、二极管Du(或开关元件Su)以及负载30的电流路径102。由此，能将在下臂元件S1的导通时段期间在电抗器L中存储的能量和来自DC电源PS的能量供给到负载30。由此，与来自DC电源PS的输出电压相比，到负载930的输出电压被升压。

在下臂中的开关元件S1的导通时段期间，应当断开上臂中的开关元件Su。在下臂中的开关元件S1的截止时段期间，接通上臂中的开关元件Su，使得能使来自负载930的电力再生到DC电源PS。例如，通过周期性和互补地接通和断开上臂中的开关元件Su和下臂中的开关元件S1，能同时对再生和电力运行执行DC/DC转换，同时控制输出电压VH，而不根据电流的方向切换开关控制(导通/截止控制)的方式。

当不执行DC电源PS的电力再生时，电流的方向限定到一个方向。因此，不必在上臂中布置开关元件Su，以及能仅由二极管Du实现上臂。此外，不必在下臂中布置二极管D1。

图4示出图3中所示的升压斩波器电路的操作波形示例。

参考图4，在下臂的导通时段期间，流过电抗器L的电流(在下文中，称为“电抗器电流”)IL变得更高，并且在下臂的截止时段期间，降低电抗器电流IL。因此，通过控制下臂中的开关元件S1的导通时段和截止时段之间的比，能控制输出电压VH。具体地，通过提高导通时段的比，输出电压VH变得更高。

通过使用来自DC电源PS的电压Vi、输出电压VH和输出占空比DT(在下文中，也简称为占空比DT)，已知由下述表达式(1)表示升压斩波器电路CHP中的电压转换比(升压比)。占空比DT是表示导通时段的比并且由下臂的导通时段与开关周期To(导通时段+截止时段)的比(时间比)定义的参数。

VH＝1/(1-DT)×Vi...(1)

在升压斩波器电路CHP中，能够基于脉宽调制(PWM)控制控制开关元件的导通和截止(在下文中，开关控制)。例如，根据载波CW和占空比DT之间的电压比较，生成用于接通和断开下臂的控制脉冲信号SD。

载波CW的周期等于开关周期To。例如，将三角波用于载波CW。载波CW的频率对应于开关元件S1(Su)的开关频率。载波CW的电压宽度(峰值到峰值)设定为对应于DT＝1.0的电压。

当呈现占空比DT的电压高于CW的电压时，将控制脉冲信号SD设定为H电平，以及当低于载波CW的电压时，设定为L电平。控制脉冲信号/SD是控制脉冲信号SD的反相信号。

响应于控制脉冲信号SD，控制下臂中的开关元件S1的导通和截止。即，在控制脉冲信号SD的H电平时段期间，将下臂中的开关元件S1控制为导通，而在控制脉冲信号SD的L电平时段期间，控制为断开。能响应于控制脉冲信号/SD，周期性并且与下臂中的开关元件S1互补地控制上臂中的开关元件Su的导通和截止。

DT越高，控制脉冲信号SD的H电平时段越长，因此，下臂的导通时段越长。由此，随着电流IL的平均值增加而导致来自DC电源PS的输出的增加，输出电压VH增加。相反，当占空比DT越低时，控制脉冲信号SD的L电平时段越长，因此，下臂的导通时段越长。由此，随着电流IL的平均值降低导致的来自DC电源PS的输出的降低，输出电压VH降低。

(并行升压模式的电路操作)

现在将详细地描述电力转换器10的并行升压模式中的操作和控制。电力转换器10以如下方式操作，即相对于DC电源B1和B2中的每一个并行地在并行升压模式中操作两个升压斩波器电路。即，如专利文献2中的并联连接模式，通过在DC电源B1和B2与电力线PL和GL(负载30)之间并行地执行DC/DC转换，根据电压指令值VH*，电力转换器10控制输出电压VH。

再参考图1，电力转换器10的特征在于在接通开关元件S5的情形和断开开关元件S5的情形之间，对DC电源B1和B2形成的升压斩波器电路不同。

在电力转换器10中，在开关元件S5截止的同时，节点N1和N2通常相互电断开。在图5中示出了电力转换器10的等效电路。

参考图5，当开关元件S5截止时，对于DC电源B1，形成开关元件S2和二极管D2实现下臂以及开关元件S1和二极管D1实现上臂的升压斩波器电路。

另一方面，对于DC电源B2，形成开关元件S4和二极管D4实现下臂以及开关元件S3和二极管二极管D3实现上臂的升压斩波器电路。

图6示出当接通图5中所示的等效电路图中的DC电源B1和B2的下臂时的电流路径。

参考图6，通过接通开关元件S2，与图3的电流路径101类似，形成用于通过来自DC电源B1的输出将能量存储在电抗器L1中的电流路径111。即，开关元件S2对应于在与DC电源B1对应形成的升压斩波器电路的下臂。

类似地，通过接通开关元件S4，与图3的电流路径101类似，形成用于通过来自DC电源B2的输出将能量存储在电抗器L2中的电流路径。即，开关元件S4对应于在与DC电源B2对应形成的升压斩波器电路的下臂。

图7示出当接通图5所示的等效电路图中的DC电源B1和B2的上臂时的电流路径。

参考图7，通过断开开关元件S2，形成通过开关元件S1或二极管D1将存储在电抗器L1中的能量与来自DC电源B1的能量一起输出到电力线PL的电流路径113。在本实施例中，通过互补地接通和断开开关元件S1和S2，在开关元件S2的截止时段期间接通开关元件S1。开关元件S1对应于与DC电源B1对应形成的升压斩波器电路的上臂。

类似地，通过断开开关元件S4，形成通过开关元件S3或二极管D3将存储在电抗器L2中的能量与来自DC电源B2的能量一起输出到电力线PL的电流路径114。在本实施例中，由于互补地接通和断开开关元件S3和S4，在开关元件S4的截止时段期间接通开关元件S3。开关元件S3对应于与DC电源B2对应形成的升压斩波器电路的上臂。

如从图6和7理解到，通过交替地形成电流路径111和113，执行DC电源B1与电力线PL和GL之间的DC/DC转换。类似地，通过交替地形成电流路径112和114，执行DC电源B2与电力线PL和GL之间的DC/DC转换。

在下文中，与DC电源B1对应形成的升压斩波器电路的上臂也称为“B1U臂”以及下臂称为“B1L臂”。类似地，与DC电源B2对应形成的升压斩波器电路的上臂也称为“B2U臂”以及下臂也称为“B2L臂”。

如从图6理解到，如果形成从节点N2朝向节点N1的电流路径，同时形成B1L臂和B2L臂，则形成从电力线PL到电力线GL的短路路径，因此，应当切断该电流路径。类似地，如从图7理解到，如果形成从节点N1朝向节点N2的电流路径，同时形成B1U臂和B2U臂，则形成从电力线PL到电力线GL的短路路径，因此，应当切断电流路径。因此，当形成B1L臂和B2L臂时以及当形成B1U臂和B2U臂时，通过断开开关元件S5，能避免形成短路路径。

另一方面，在电力转换器10中，在接通开关元件S5的同时，节点N1和N2彼此电连接。此时的电力转换器10的等效电路如图8所示。

参考图8，关于DC电源B1，开关元件S5允许节点N2至节点N1的电连接，因此，连接在节点N2和电力线GL之间的开关元件S3能用作DC电源B1的下臂(B1L臂)，由此形成升压斩波器电路。类似地，电连接在节点N2和电力线PL之间的开关元件S4用作DC电源B1的上臂(B1U臂)，因此，形成升压斩波器电路。

对DC电源B2，能形成升压斩波器电路，连接在节点N1和电力线PL之间的开关元件S1用作下臂(B2L臂)以及开关元件S2用作上臂(B2U臂)。

图9示出当接通在图8中示出的等效电路图中的DC电源B1和B2的下臂时的电流路径。

参考图9的(a)，通过接通开关元件S3和S5，形成通过来自DC电源B1的输出将能量存储在电抗器L1中的电流路径115。如图9(b)所示，通过接通开关元件S1和S5，形成通过来自DC电源B2的输出将能量存储在电抗器L2中的电流路径116。

图10示出接通图8中所示的等效电路图中的DC电源B1和B2的上臂时的电流路径。

参考图10的(a)，关于DC电源B1，通过断开开关元件S3同时接通开关元件S5，形成通过开关元件S4或二极管D4将在电抗器L1中存储的能量与来自DC电源B1的能量一起输出到电力线PL的电流路径117。如上所述，由于互补地接通和断开开关元件S3和S4，开关元件S3能形成B1L臂以及开关元件S4能形成B1U臂。

参考图10的(b)，关于DC电源B2，通过断开开关元件S1同时接通开关元件S5，形成通过开关元件S2或二极管D2将在电抗器L2中存储的能量与来自DC电源B2的能量一起输出到电力线PL的电流路径118。如上所述，由于互补地接通和断开开关元件S1和S2，开关元件S1能形成B2L臂以及开关元件S2能形成B2U臂。

图11示出在开关元件S5的导通和截止的每一情形下形成的升压斩波器电路的每一臂与开关元件的导通和截止之间的对应关系。

参考图11，当开关元件S5截止时形成的升压斩波器电路中的每一臂(图5至7)称为“第一臂”以及当开关元件S5导通时形成的升压斩波器电路的每一臂(图8至10)称为“第二臂”。

当开关元件S5截止时，即，当形成第一臂时，对于DC电源B1，如上所述，通过接通开关元件S2来接通B1L臂，以及通过接通开关元件S1(断开开关元件S2)来接通B1U臂。对于DC电源B2，通过接通开关元件S4来接通B2L臂，以及通过接通开关元件S3(断开开关元件S4)来接通B2U臂。

当开关元件S5导通时，即，当形成第二臂时，对于DC电源B1，如上所述，通过接通开关元件S3来接通B1L臂，以及通过接通开关元件S4(断开开关元件S3)来接通B1U臂。对于DC电源B2，通过接通开关元件S1来接通B2L臂，以及通过接通开关元件S2(断开开关元件S1)来接通B2U臂。

由此，在第一臂和第二臂的任何一个中，互补地接通和断开开关元件S1和S2，以及互补地接通和断开开关元件S3和S4，因此，能控制DC电源B1和B2的每一个使得能交替地接通和断开上臂和下臂。

在根据第一实施例的电力转换器10的并行升压模式中，通过使用图11中所示的第一臂和第二臂执行DC/DC转换。如图11所示，然而，开关元件S1至S5操作为用于DC电源B1和B2的一个的第一臂，同时它们操作为用于DC电源B1和B2的另一个的第二臂。应注意到第一臂和第二臂之间的干扰会限制能够应用第二臂的时段。

具体地，当对DC电源B1和B2中的一个接通第二臂时，对DC电源B1和B2的另一个接通在上下上相反侧的第一臂。例如，当接通开关元件S3和S5，由此接通第二臂的B1L臂时(图9的(a))，响应于开关元件S3的导通，如在图7中，对DC电源B2接通第一臂的B2U臂。相反，当接通开关元件S4和S5，由此接通第二臂的B1U臂时(图10的(a))，如在图6中，对DC电源B2接通第一臂的B2L臂。

如从图9理解到，当形成第二臂的同时，B1L臂和B2L臂均被接通时，通过处于导通状态的开关元件S1、S3和S5，在电力线PL和GL之间形成短路路径。因此，当如上所述，接通B1L臂和B2L臂时，通过断开开关元件S5，应当应用第一臂(图6)。

类似地，如从图10理解到，当形成第二臂的同时，B1U臂和B2U臂均被接通时，通过处于导通状态的开关元件S4、S5和S2，在电力线PL和GL之间形成短路路径。因此，当如上所述，接通B1L臂和B2L臂时，通过断开开关元件S5，应当应用第一臂(图6)。

因此，能使用第二臂的时段被限定到到上臂的命令(导通/截止)和到下臂的命令(导通/截止)在DC电源B1和B2之间彼此不同的时段。即，第二臂仅能用在向DC电源B1表示上臂导通以及向DC电源B2表明下臂导通的时段期间或向DC电源B1表明下臂导通和向DC电源B2表明上臂导通的时段期间。

图12示出用于在并行升压模式中，用于控制开关元件S1至S5的每一个的导通和截止的布尔表达式。

参考图12，控制脉冲信号SD1对应于与DC电源B1对应的升压斩波器电路中的控制脉冲信号SD(图4)。即，当控制脉冲信号SD1处于H电平时，向DC电源B1指示下臂导通。随着控制脉冲信号SD1的H电平时段越长，来自DC电源B1的输出增加。

控制脉冲信号/SD1是控制脉冲信号SD1的反相信号。即，当控制脉冲信号/SD1处于H电平时，向DC电源B1指示上臂导通。随着控制脉冲信号/SD1的H电平时段(即控制脉冲信号SD1的L电平时段)越长，来自DC电源B1的输出减小。

类似地，控制脉冲信号SD2对应于与DC电源B2对应的升压斩波器电路中的控制脉冲信号SD(图4)，以及控制脉冲信号/SD2是控制脉冲信号SD2的反相信号。即，当控制脉冲信号SD2处于H电平时，指示DC电源B2的下臂导通，而当控制脉冲信号/SD2处于H电平时，指示DC电源B2的上臂导通。然后，随着控制脉冲信号SD2的H电平时段越长，来自DC电源B2的输出增加，而随着控制脉冲信号/SD1的H电平时段(即，控制脉冲信号SD1的L电平时段)越长，来自DC电源B1的输出减小。

在电力转换器10的并行升压模式中，与控制脉冲信号SD1对应地控制开关元件S2的导通和截止，以及响应于控制脉冲信号/SD1，接通和断开开关元件S1。响应于控制脉冲信号SD2控制开关元件S4的导通和截止，以及响应于控制脉冲信号/SD2接通和断开开关元件S3。根据控制脉冲信号SD1和SD2的异或(xor)控制开关元件S5的导通和截止。

当控制脉冲信号SD1和SD2的逻辑电平彼此相等时(即，SD1＝SD2＝H或SD1＝SD2＝L)，断开开关元件S5。即，当开关元件S2和S4的导通和截止的状态相同时，断开开关元件S5。在此，对DC电源B1和B2的每一个实现包括第一臂的升压斩波器电路。

因此，当使用第一臂时，控制脉冲信号SD1和SD2的逻辑电平彼此相等，因此，应理解共同接通和断开开关元件S2和S4。还共同接通和断开开关元件S1和S3。互补地接通和断开一对开关元件S1和S3以及一对开关元件S2和S4。因此，确保开关元件S1和S2的互补导通和截止以及开关元件S3和S4的互补导通和截止。

另一方面，当控制脉冲信号SD1和SD2的逻辑电平彼此不同时(即SD1＝H,SD2＝L或SD1＝L,SD2＝H)，接通开关元件S5。即，当开关元件S2和S4的导通和截止的状态彼此不同时，接通开关元件S5。在此，对DC电源B1和B2的每一个实现包括第二臂的升压斩波器电路。

因此，当使用第二臂时，共同接通和断开开关元件S2和S3以及共同接通和断开开关元件S1和S4。然后，互补地接通和断开一对开关元件S1和S3以及一对开关元件S2和S4。因此，当还使用第二臂时，确保开关元件S1和S2的互补导通和截止以及开关元件S3和S4的互补导通和截止。

由此，通过根据图12所示的布尔表达式，响应于控制脉冲信号SD1和SD2控制开关元件S1至S5的导通和截止，在包括第一臂的升压斩波器电路和使用形成的第二臂的升压斩波器电路之间进行自动选择的同时，能执行并行升压模式中的DC/DC转换。具体地，通过开关元件S5控制节点N1和N2之间的电流路径的形成/切断，能在第一臂和第二臂之间进行切换，同时避免在电力线PL和GL之间形成短路路径。

图13是用于示出在电力转换器10的并行升压模式中，来自DC电源B1和B2的输出的控制的示例的功能框图。在下文中，通过控制设备100的软件处理和/或硬件处理，实现由图13表示的每一功能框图中的功能块的功能。

参考图13，在并行升压模式中，如在专利文献2的并联连接模式中，能控制来自DC电源B1和B2的一个的输出以便补偿输出电压VH的电压差DV(DV＝VH*-VH)(电压控制)，以及能控制来自DC电源B1和B2的另一个的输出以便补偿电流I[1]或I[2]的电流差(电流控制)。例如，能设定用于电流控制的指令值(Io*)以便控制来自电源的输出功率。

举例来说，并行升压模式中的转换器控制单元250控制电力转换器10以便使来自DC电源B1的输出经过电压控制以及使来自DC电源B2的输出经过电流控制。在这种情况下，通过使用DC电源B2的功率指令值P[2]*和电压v[2]以便设定Io*＝P[2]*/V[2]，能根据功率指令值P[2]*，控制DC电源B2的输入/输出电压。

转换器控制单元250包括减法部252和254、用于控制来自DC电源B1的输出的控制器210、用于控制来自DC电源B2的输出的控制器220、PWM控制单元230和载波生成部240。

减法部252计算用于电压控制的电压差DV(DV＝VH*-VH)。控制器210通过用于补偿电压差DV的反馈控制(例如，PI控制)来操作DC电源B1的输出占空比DT1(在下文中，简称占空比DT1)。还能够通过从来自DC电源B1的输出电压V[1]和进一步反映的电压指令值VH*之间的电压比得出的理论升压比来操作占空比DT1。

减法部254计算用于电流控制的电流差DI(DI＝Io*-I[2])。控制器220通过用于补偿电流差DI的反馈控制(例如PI控制)来操作DC电源B2的输出占空比DT2(在下文中，简称为占空比DT2)。还能够通过从来自DC电源B2的输出电压V[2]和进一步反映的电压指令值VH*之间的电压比得出的理论升压比来操作占空比DT2。

载波生成部240生成用于DC电源B1的控制的载波CW1和用于DC电源B2的控制的CW2。PWM控制单元230基于以占空比DT1和载波CW1之间的比较为基础的PWM控制和以载波CW2和占空比DT2之间的比较为基础的PWM控制之间的比较，生成控制信号SG1至SG5。载波CW1和CW2具有对应于开关频率的相同频率。

图14示出并联连接模式中的PWM控制单元230的操作的波形图。

参考图14，对于DC电源B1，通过基于载波CW1和占空比DT1之间的电压比较的PWM控制来生成控制脉冲信号SD1和/SD1。在满足条件DT1>CW1的时段期间，将控制脉冲信号SD1设定为H电平，并且在满足条件CW1>DT1的时段期间，将控制脉冲信号SD1设定为L电平。因此，随着占空比DT1的增加，控制脉冲信号SD1的H电平时段越长，以及控制脉冲信号/SD1的L电平时段越短。如上所述，由于在控制脉冲信号SD1的H电平时段期间表明DC电源B1的下臂导通，所以随着占空比DT1增加，来自DC电源B1的输出增加，而随着占空比DT1降低，来自DC电源B1的输出减小。由此，基于用于控制来自DC电源B1的输出的控制脉冲信号SD1来控制开关元件S2的导通时段和截止时段之间的比。

类似地，对于DC电源B2，通过基于占空比DT2和载波CW2之间的电压比较的PWM控制来生成控制脉冲信号SD2和/SD2。与控制脉冲信号SD1和/SD1类似，在满足条件DT2>CW2的时段期间，将控制脉冲信号SD2控制为H电平，以及在满足条件CW2>DT2的时段期间，将控制脉冲信号SD2设定为L电平。在控制脉冲信号SD2的H电平时段期间，表明DC电源B2的下臂导通，因此，随着占空比DT2增加，来自DC电源B2的输出增加，同时，随着占空比DT2降低，来自DC电源B2的输出也减小。由此，基于用于控制来自DC电源B2的输出的控制脉冲信号SD2来控制开关元件S4的导通时段和截止时段之间的比。

根据图12所示的布尔表达式，响应于通过PWM控制获得的控制脉冲信号SD1、/SD1、SD2和/SD2生成控制信号SG1至SG5。因此，根据图12所示的布尔表达式，取决于控制脉冲信号SD1的H/L电平和控制脉冲信号SD2的H/L电平之间的组合，将开关元件S1至S5的开关形式限定到图15所示的4种。

图15是示出并行升压模式中的开关元件S1至S5的导通/截止形式(开关形式)的列表的图表。

参考图15，在从时刻t0到t1的时段期间，满足条件SD1＝SD2＝H。因此，如图15所示，满足控制信号的条件SG1＝SG3＝SG5＝L，同时，满足条件SG2＝SG4＝H。因此，在断开开关元件S5以及形成包括第一臂的升压斩波器电路的条件下，断开开关元件S1和S3，同时接通开关元件S2和S4。

因此，如从图11理解到，接通第一臂的B1L臂和B2L臂。即，向DC电源B1和B2的每一个表明下臂导通。因此，在从时刻t0到t1的时段期间，电抗器电流IL1和IL2均增加。如从图1的电路配置显而易见，电抗器电流IL1对应于来自DC电源B1的电流I[1]，以及电抗器电流IL2对应于来自DC电源B2的电流I[2]。

再参考图14，由于控制脉冲信号SD2在时刻t1从H电平改变到L电平，所以从时刻t1到t2的时段期间，满足条件SD1＝H以及SD2＝L。因此，如图15所示，满足控制信号的条件SG2＝SG3＝SG5＝H，同时满足条件SG1＝SG4＝L。因此，在接通开关元件S5并且形成包括第二臂的升压斩波器电路的条件下，接通开关元件S2和S3同时断开开关元件S1和S4。

其中，如从图11理解到，接通第一臂的B1L臂和B2U臂。即，向DC电源B1表明下臂导通，同时向DC电源B2表明上臂导通。因此，在从时刻t1到t2的时段期间，电抗器电流IL1增加，同时电抗器电流IL2降低。

再回到图14，由于控制脉冲信号SD1在时刻t2，从H电平改变成L电平，所以在从时刻t2到t3的时段期间，满足条件SD1＝SD2＝L。其中，如图15所示，满足控制信号的条件SG2＝SG4＝SG5＝L，同时满足条件SG1＝SG3＝H。因此，在断开开关元件S5并且形成包括第一臂的升压斩波器电路的条件下，接通开关元件S1和S3以及断开开关元件S2和S4。

在此，如从图11理解到，接通第一臂的B1U臂和B2U臂。即，向DC电源B1和B2的每一个表明上臂导通。因此，在从时刻t2到t3的时段期间，电抗器电流IL1和IL2均降低。

再参考图14，由于在时刻t3，控制脉冲信号SD1从L电平改变成H电平，所以在从时刻t3到t4的时段期间，满足条件SD1＝H和SD2＝L。因此，当再现从时刻t0到t1的时段期间的开关形式时，在使用第一臂的条件下，控制开关元件S1至S5使得电抗器电流IL1增加同时电抗器电流IL2减小。

在图14的操作示例中，由于满足条件DT1>DT2，所以与从时刻t0到t1的时段相反，不存在满足条件SD1＝L和SD2＝H的时段。然后，在该时段期间，如图15所示，满足控制信号的条件SG1＝SG4＝SG5＝H，同时满足条件SG2＝SG3＝L。因此，在接通开关元件S5并且形成包括第二臂的升压斩波器电路的条件下，接通开关元件S1和S4，同时断开开关元件S2和S3。

在此，如从图11理解到，接通第二臂的B1U臂和B2L臂。即，向DC电源B2表明下臂导通，同时向DC电源B1表明上臂导通。因此，理解到在该时段期间，控制开关元件S1至S5使得电抗器电流IL2增加，同时电抗器电流IL1减小。

在图14的时刻t4或稍后，能通过根据占空比DT1和DT2的PWM控制，根据图15所示的开关形式类似地控制开关元件S1至S5。

由此，根据第一实施例的电力转换器10，在并行升压模式中，根据图12所示的布尔表达式，根据用于控制来自DC电源B1和B2的输出的占空比DT1和DT2来控制开关元件S1至S5的导通和截止。由此，DC电源B1和B2能对电力线PL和GL并行地执行DC/DC转换，同时在形成包括第一臂的升压斩波器电路的时段和形成包括第二臂的升压斩波器电路的时段之间自动地进行切换。

特别地，能控制电力转换器10，使得通过基于占空比DT1和DT2控制来自DC电源B1和B2的输出，使DC电源B1和B2中的一个经受电压控制(VH至VH*)以及DC电源B1和B2的另一个经受电流控制(I[1]或I[2]至Io*)。由此，在并行升压模式中，能控制经受电流控制的DC电源输入到负载30/从负载30输出的功率(整体上电力转换器10的输入/输出功率)的输入/输出功率。

即，如在专利文献2中所述的电力转换器的并联连接模式中，在并行升压模式中，电力转换器10能控制DC电源B1和B2之间的电力分配并且将输出电压VH控制到电压指令值VH*。

(并行升压模式的电力转换器的电力损耗)

现在，将详细地描述根据第一实施例，减少电力转换器10的并行升压模式中的电力损耗的效果。

当开关元件S5截止时，即当形成包括第一臂的升压斩波器电路时，电力转换器10等效于如图5所示并联连接两个升压斩波器电路的电路配置，即专利文献1的电源系统。应理解到开关元件S1至S5的电力损耗与专利文献1中的电力转换器的电力损耗相当。

另一方面，专利文献2中所示的电力转换器具有根据开关形式能在串联连接模式和并联连接模式之间进行切换的电路配置。因此，令人担心的是，由于通过一些开关元件使两个DC电源的DC/DC转换产生的电流的流动相互叠加导致导通损耗增加。即，担心在专利文献2的电力转换器的并联连接模式中，存在开关元件的电力损耗大于专利文献1的电力转换器的电力损耗的问题。

相反，在根据第一实施例的电力转换器10中，如下文所述，通过提供形成如上所述包括第二臂的升压斩波器电路的时段，能减少开关元件中的导通损耗。

再参考图15，当在电力转换器10中接通开关元件S5时，即，在形成包括第二臂的升压斩波器电路的时段期间，仅有接通开关元件S2、S3和S5(断开S1和S4)的形式和接通开关元件S1、S4和S5(断开S2和S3)的形式的两种形式。即，当使用第二臂时，接通DC电源B1和B2之间不同的臂。

如从图8理解到，当接通开关元件S1、S4和S5时，通过开关元件S5在节点N1和电力线PL之间并联电连接开关元件S1和S4，作为DC电源B1的上臂。通过开关元件S5和电抗器L2，在DC电源B2的正电极端和负电极端之间并联电连接开关元件S1和S4，作为DC电源B2的下臂。

当接通开关元件S2、S3和S5时，通过开关元件S5在节点N2和电力线GL之间并联电连接开关元件S2和S3，作为DC电源B2的上臂。通过开关元件S5和电抗器L1在DC电源B1的正电极端和负电极端之间并联电连接开关元件S2和S3，作为DC电源B1的下臂。

因此，当通过具有线性特性的半导体元件，诸如在导通状态下具有升高电压0和线性正向电流-电压特性的场效应晶体管或Schottky势垒二极管，实现每一个开关元件S1和S5时，对于B1L臂、B1U臂、B2L臂和B2U臂的每一个，并行存在由两个开关元件形成的电流路径。因此，由于并联电路的分流效果，与形成具有第一臂的升压斩波器电路的情形，即，由单个开关元件实现每一臂的情形相比，降低通过每一开关元件的电流。由此，能降低取决于电流量的开关元件的导通损耗。

替选地，当由具有非线性特性的半导体元件，诸如二极管或绝缘栅双极晶体管(IGBT)实现每一个开关元件S1至S5时，通过不依赖于简单分流效果的机制，实现降低导通损耗。在下文中，将详细地描述该机制。

如上所述，当使用第二臂时，仅存在接通开关元件S1、S4和S5(断开S2和S3)的形式和接通开关元件S2、S3和S5(断开S1和S4)的形式的两种形式。由于归因于电力转换器10的电路配置的对称性，在上述任一形式中发生的现象是相同的，所以在下文中将描述接通开关元件S2、S3和S5(断开S1和S4)的形式，即，在接通B1L臂和B2U臂的情况下的操作。

首先，为了比较，考虑在包括第一臂的升压斩波器电路中接通B1L臂和B2U臂的情形。在这种情况下，断开开关元件S1、S4和S5，同时接通开关元件S2和S3。图16示出此时的等效电路图。

参考图16，使开关元件S2和S3控制到当将相应的控制信号SG2和SG3设定为H电平时能够形成电流路径的状态。即，开关元件S2和S3等效于双向并联连接二极管的状态。另一方面，当开关元件S5断开时，已经切断节点N1和N2之间的电流路径。

图17是图16中由虚线包围的部分的放大视图。

参考图17，响应于通过开关元件S2接通B1L臂，已经从DC电源B1通过电抗器L1的电抗器电流IL1流过由开关元件S2形成的、从节点N1朝向电力线GL的电流路径。响应于通过开关元件S3接通B2U臂，已经从DC电源B2通过电抗器L2的电抗器电流IL2流过由开关元件S3形成的、从电力线GL朝向节点N2的电流路径。由此，当接通B1L臂和B2U臂，同时形成第一臂时(S5断开)，电抗器电流IL1流过开关元件S2并且电流IL2流过开关元件S3。

图18是当接通包括第二臂的升压斩波器电路中的B1L臂和B2U臂时的等效电路图。

参考图18，当使用第二臂时，将控制信号SG2、SG3和SG5设定为H电平，使得开关元件S2、S3和S5的每一个处于能够双向形成电流路径的状态，即，双向并联连接二极管。

图19是图18中由虚线包围的部分的等效电路图。

参考图19，当使用第二臂时，不同于图17，还能通过开关元件S5在节点N1和N2之间形成电流路径。因此，用于电抗器电流IL1和IL2的路径取决于节点N1和N2的电势关系而改变。

如图17和19所示，具有非线性特性的开关元件(诸如IGBT)具有与处于导通状态的二极管相当的特性。众所周知，二极管具有非线性电流-电压特性，并且为了转变为电流流动的导电状态，应当向二极管施加不低于升高电压的正向电压。

已知在二极管中，正向电压增加的灵敏度低于电流增加的灵敏度，并且为产生至少升高电压二倍高的正向电压，需要高电流。即，在允许电流通过的导电状态的每一二极管中，产生基本上大小相同的正向电压。

由于上述二极管的属性，在图19所示的等效电路中，电流流过以环路形式连接的所有开关元件S2、S3和S5的状态(导电状态)不会发生，因为如果三个基本上相当的电压形成环路中的闭合路径，无论每一电压可能处于任何取向都不会成立Kirchhoff电压定律。

因此，在图19所示的等效电路图中，开关元件S2、S3和S5中的仅两个开关元件能够处于导电状态。因此，在图19的等效电路中，不能预期降低由于开关元件S2、S3和S5中的简单分流效果导致导通损耗降低。

然而，对于开关元件S2、S3和S5的导通形式的每一组合，导通损耗是不同的，因此，通过根据损耗最小的组合选择导通路径能减少导通损耗。具体地，根据本实施例的电力转换器10的特征在于，在如上所述选择用于减少导通损耗的导通路径中，通过简单地接通所有开关元件S2、S3和S5来自动地选择损耗最小的导通路径，而不使用传感器控制。在下文中，将进一步详细地描述用于降低损耗的机制。

首先，在电力转换器10中，如图20所示，将电抗器电流IL1和IL2的方向的组合分类为四种。

参考图20，基于电抗器电流IL1和IL2的正/负的组合，将电力转换器10的操作区分成DC电源B1和B2均执行电力运行操作的区域(IL1>0,IL2>0)、DC电源B1执行再生操作而DC电源B2执行电力运行操作的区域(IL1<0,IL2>0)、DC电源B1和B2两者均执行再生操作的区域(IL1<0,IL2<0)以及DC电源B1执行电力运行操作而DC电源B2执行再生操作的区域(IL1>0,IL2<0)。

首先，将描述在DC电源B1和B2两者均执行电力运行操作的情况下，即，在图14的第一象限中的电力转换器10的操作。图21示出在这种情况下电抗器电流IL1和IL2的波形示例。

参考图21，示出了在电抗器电流IL1和IL2均为正(IL1>0,IL2>0)，以及接通B1L臂(SD1＝H)，同时断开B2U臂(SD2＝L)的时段T0期间的电流波形。即，由于在时段T0期间，满足控制脉冲信号的条件SD1＝H和SD2＝L，因此，接通开关元件S2、S3和S5。

因此，在时段T0期间，电抗器电流IL1增加而电抗器电流IL2减小。通过定义为分界的、反转电抗器电流IL1和IL2的大小的时刻ty，将时段T0分成满足条件IL2>IL1的时段T1和满足条件IL1>IL2的时段T2。

如上所述，即使当接通开关元件S2、S3和S5时，所有开关元件S2、S3和S5并不同时处于导电状态。因此，在图19的等效电路中形成的电流路径是图22的(a)至(c)的三个中的任何一个。

参考图22的(a)，当开关元件S2和S3处于导电状态，形成电流路径121。电流路径121包括电抗器电流IL1流过开关元件S2的电流路径和电抗器电流IL2流过开关元件S3的电流路径。因此，在下述表达式(2)中，示出开关元件S2、S3和S5中的导通损耗的总和Pls1。

Pls1＝Vfe×(|IL1|+|IL2|)...(2)

其中，Vfe表示与导通状态的开关元件对应的每一二极管的正向电压。Vfe能被视作恒定正值。

参考图22的(b)，当开关元件S2和S5处于导电状态时，形成电流路径122。电流路径122包括电流(IL1-IL2)流过开关元件S2的电流路径和电抗器电流IL2流过开关元件S5的电流路径。在下述表达式(3)中示出开关元件S2、S3和S5的导通损耗Pls2。

Pls2＝Vfe×(|IL2|+|IL1-IL2|)...(3)

参考图22的(c)，当开关元件S3和S5处于导电状态时，形成电流路径123。电流路径123包括电流(IL2-IL1)流过开关元件S3的电流路径和电抗器电流IL1流过开关元件S5的电流路径。在下述表达式(4)中，示出开关元件S2、S3和S5的导通损耗Pls3。

Pls3＝Vfe×(|IL1|+|IL2-IL1|)...(4)

图22的(a)所示的电流路径121与当在图17中所示包括第一臂的升压斩波器电路中接通B1L臂和B2U臂时的电流路径相同。因此，图22的(a)的导通损耗与当形成第一臂时的导通损耗相当。

图23是示出在图22所示的电流路径121至123的每一个中，导通损耗Pls1至Pls3的转变的波形图。

参考图23，随着如图21所示电抗器电流IL1和IL2的转变，根据表达式(2)至(4)，导通损耗Pls1至Pls3随均为正的IL1和IL2的变化而改变。

在满足条件IL2>IL1的时段T1期间，如从表达式(2)至(4)的比较理解到，当形成电流路径123时的导通损耗Pls3(图22的(c))小于当形成电流路径121和122时的导通损耗Pls1和Pls2。

相反，在满足条件IL1>IL2的时段T2期间，电流路径122中的导通损耗Pls2(图22的(b))小于形成电流路径121和123时的导通损耗Pls1和Pls3。

在此，考虑在时段T1(IL1>IL2)期间形成的电流路径。首先，在图22的(a)所示的电流路径121的情况下，将开关元件S2和S5的正向电压的总和施加到开关元件S5。由于正向电压的总和超出开关元件S5的升高电压，该现象与开关元件S3不导电的结果不一致。因此，在时段T1期间，不形成图22的(a)中所示的电流路径121。

在图22的(b)所示的电流路径122的情形下，流过开关元件S2的电流处于与所示的方向相反的方向，并且将开关元件S2和S5的正向电压的总和施加到开关元件S3。正向电压的总和超出开关元件S3的升高电压。因此，在时段T1期间，不形成开关元件S3不导电的电流路径122。

另一方面，在图22的(c)所示的电流路径123的情况下，施加到开关元件S2的电压等于开关元件S3和S5的正向电压之间的差，并且基本上为0。该现象与开关元件S2不导电的结果一致。换句话说，在时段T1期间，在图19所示的等效电路中，总是形成图22的(c)所示的电流路径123。如图23所示，在时段T1期间，电流路径123中的导通损耗Pls3最小。

然后，考虑可以在时段T2(IL1>IL2)期间形成的电流路径。首先，在图22的(a)所示的电流路径121的情况下，将开关元件S2和S3的正向电压的总和施加到开关元件S5。因此，在时段T2期间，不形成开关元件S5不导电的电流路径122。

在图22的(c)所示的电流路径123中，流过开关元件S3的电流处于与所示的方向相反的方向，并且将开关元件S3和S5的正向电压的总和施加到开关元件S2。该正向电压的总和超出开关元件S2的升高电压。因此，在时段T2期间，不形成开关元件S2不导电的电流路径123。

另一方面，在图22的(b)所示的电流路径122中，施加到开关元件S3的电压等于开关元件S5和S2的正向电压之间的差并且基本上为0。该结果与开关元件S3不导电的结果一致。换句话说，在时段T2期间，在图19所示的等效电路中，总是形成图22的(b)所示的电流路径122。如图23所示，在时段T2期间，电流路径122中的导通损耗Pls2最小。

由此理解到通过定义为分界的、反转电抗器电流IL1和IL2的大小的时刻ty，自动地选择开关元件S2、S3和S5形成的电流路径。此外，自动选择的电流路径在图22所示的三个电流路径中的接通开关元件S2、S3和S5中导通损耗最小。

图24是用于示例在电力转换器10中，在图21和23的时段T1期间形成的电流路径的电路图。

参考图24，在时段T1期间，对接通的开关元件S2、S3和S5，形成图22的(c)中所示的电流路径123。即，尽管接通开关元件S2，但无电流通过。另一方面，电抗器电流IL1经过开关元件S5，而电流(IL1-IL2)经过开关元件S3。

如图21所示，在时段T1期间，电抗器电流IL2降低，而电抗器电流IL1增加。因此，流过开关元件S3的电流(IL2-IL1)逐步减小。然后，当在时刻ty满足条件IL1＝IL2时(图21)，通过开关元件S3的电流达到0。由此，形成无电流流过开关元件S3的图22的(b)中所示的电流路径122。

图25示出在电力转换器10中，在图21和23中的时段T2期间形成的电流路径。

参考图25，在时刻ty后的时段T2期间，开关元件S3允许电抗器电流IL2流过，同时节点N2处的电势改变，使得通过开关元件S3的电流保持在0，即，保持图22的(b)的电路状态。

当电抗器电流IL1分流到开关元件S2和S3并且分流比改变时，导致节点N2处的电势改变。即，在时段T2期间，在开关元件S3中，因为电抗器电流IL1和电抗器电流IL2的分路电流相互抵消，因此，通过的电流为0。

换句话说，在时段T2期间，电抗器电流IL1的分流比根据电抗器电流IL2自动地改变，使得保持通过开关元件S3的电流为0的状态。由此，在时段T2期间，继续形成图22的(b)所示的电流路径122。

在图25的状态期间(时段T2)，在开关元件S3中不产生导通损耗。此外，如表达式(3)所示，在开关元件S5中导致根据电抗器电流IL2的导通损耗，而由于电抗器电流IL1的分流，在开关元件S2中仅导致根据小于IL1的|IL1-IL2|的导通损耗。

在根据表达式(2)至(4)的表达式(5)中，示出在包括第一臂的升压斩波器电路(图16)中接通B1L臂和B2U臂的情形下的开关元件S2和S4的导通损耗Pls0。

Pls0＝Vfe×(|IL1|+|IL2|)...(5)

基于表达式(3)和表达式(5)之间的比较，IL1和IL2的符号相同，因此，理解到满足条件(|IL2|+|IL1-IL2|)<(|IL1|+|IL2|)。由此，在包括第二臂的升压斩波器电路中，与包括第一臂的升压斩波器电路相比，抑制开关元件的导通损耗。

然后，将参考图22至23所述的、包括第二臂的升压斩波器电路中的导通损耗与专利文献2中所述的电力转换器的并联连接模式中的导通损耗进行比较。

图26是用于示出当在示为比较示例的电力转换器10#中，接通B1L臂(DC电源B1)和B2U臂(DC电源B2)时的电流路径的电路图。即，图26示出与图18相比，当专利文献2中所述的电力转换器10#在并联连接模式中操作时的电流路径。

参考图26，在电力转换器10#中，开关元件Q3和Q4充当DC电源B1的下臂，而开关元件Q1和Q4充当DC电源B2的上臂。因此，当接通B1L臂和B1U臂时，根据它们两者的逻辑和接通开关元件Q1、Q3和Q4。

在这种情况下，电抗器电流IL1经由开关元件Q3和Q4形成电流路径。另一方面，电抗器电流IL2经由开关元件Q1和Q4形成电流路径。

因此，在电力转换器10#中，在开关元件Q3中导致根据电抗器电流|IL1|的导通损耗，以及在开关元件Q1中导致根据电抗器电流|IL2|的导通损耗。此外，在开关元件Q4中导致根据|IL1-IL2|的导通损耗。

根据表达式(2)至(5)，在表达式(6)中示出此时开关元件Q1、Q3和Q4中的导通损耗Pls#。

Pls#＝Vfe×(|IL1|+|IL2|+|IL1-IL2|)...(6)

基于表达式(5)和(6)之间的比较，由于满足条件Pls0<Pls#，理解到在并联连接模式中的操作期间在开关元件的导通损耗方面，比较示例中的电力转换器10#大于专利文献1的电力转换器以及具有包括形成的第一臂的升压斩波器电路的电力转换器10。

总的来说，包括第一臂的升压斩波器电路的导通损耗与专利文献1中的电力转换器的导通损耗相当并且小于专利文献2中的电力转换器的并联连接模式的导通损耗。

此外，基于表达式(3)、(5)和(6)，满足条件Pls2<Pls0<Pls#。因此，当DC电源B1和B2的每一个在电力转换器10的并行升压模式中执行电力运行操作时，与形成包括第一臂的升压斩波器电路的情形相比，在形成包括第二臂的升压斩波器电路的时段期间减小开关元件的导通损耗。

再参考图20，当DC电源B1和B2两者均执行再生操作时，即，还满足条件IL1<0和IL2<0时，通过反转电流的方向，形成图22中所示的电流路径121至123。因此，同样在该情况下，通过与DC电源B1和B2执行电力运行操作的情形相同的机制，通过电抗器电流IL1和IL2的变化，自动地选择开关元件的导通损耗最小的电流路径。即，当DC电源B1和B2两者均执行再生操作时，由第二臂实现升压斩波器电路的时段(开关元件S5的导通时段)期间的开关元件的导通损耗小于在通过第一臂形成升压斩波器电路的情况下的导通损耗。

然后，现在将描述在使用第二臂期间，当DC电源B1和B2中的一个执行电力运行操作而另一个执行再生操作时的电路操作。举例来说，将描述当DC电源B1执行电力运行操作而DC电源B2执行再生操作，即，满足条件IL1>0且IL2<0时的电力转换器10的操作。图27示出在这种情况下的电抗器电流IL1和IL2的波形示例。

参考图27，示出在电抗器电流IL1为正而IL2为负(IL1>0,IL2<0)，并且接通B1L臂(SD1＝H)同时接通B2U臂(SD2＝L)的时段T3期间的电流波形。同样在这种情况下，如图18所示，由于满足控制脉冲信号的条件SD1＝H和SD2＝L，因此，接通开关元件S2、S3和S5。因此，同样在时段T3期间，形成图19所示的等效电路。

与时段T0类似，同样在时段T3期间，电抗器电流IL1增加而电抗器电流IL2减小。由于电抗器电流IL1和IL2在取向上彼此不同，因此，在整个时段T3中满足条件IL1>IL2，与时段T0不同。

图28示出在时段T3期间，接通开关元件S2、S3和S5的等效电路(图19)的电流路径。此时形成的电流路径是图28的(a)至(c)中的三个的任何一个，与图22的(a)-(c)类似。

在图28的(a)中，与图22的(a)一样，开关元件S2和S3处于导电状态。即，形成电流路径124，使得电抗器电流IL1流过开关元件S2并且电抗器电流IL2(IL2<0)流过开关元件S3。通过电流路径124的开关元件S2、S3和S5的导通损耗的总和与表达式(2)中所示的Pls1相当。

在图28的(b)中，与图22的(b)一样，开关元件S2和S5处于导电状态。即，形成电流路径125，使得电流(IL1-IL2)流过开关元件S2以及电抗器电流IL2(IL2<0)流过开关元件S5。通过电流路径125的开关元件S2、S3和S5的导通损耗的总和与表达式(3)中所示的Pls2相当。

在图28的(c)中，与图22的(c)一样，开关元件S3和S5处于导电状态。即，形成电流路径126，使得电流(IL1-IL2)流过开关元件S3以及电抗器电流IL1(IL1>0)流过开关元件S5。通过电流路径126的开关元件S2、S3和S5的导通损耗的总和与表达式(4)中所示的Pls3相当。

然后，将描述在时段T3期间(IL1>0,IL2<0)的电流路径124至126。

首先，在图28的(a)中所示的电流路径124的情况下，将开关元件S2和S3的正向电压之间的差施加到开关元件S5。即，由于施加到开关元件S5的电压基本上为0，所以与开关元件S5不导电的结果一致。

相反，在图28的(b)所示的电流路径125的情况下，将开关元件S2和S5的正向电压的总和施加到开关元件S3。由于该正向电压的总和超出开关元件S3的升高电压，因此，该现象与开关元件S3不导电的结果不一致。因此，在时段T3期间，不形成图28的(b)所示的电流路径125。

类似地，在图28的(c)所示的电流路径126的情况下，将开关元件S3和S5的正向电压的总和施加到开关元件S2。由于正向电压的总和超出开关元件S2的升高电压，该现象与开关元件S2不导电的结果不一致。因此，在时段T3期间，不形成图28的(c)所示的电流路径126。

图29示出在图28的(a)-(c)中所示的电流路径124-126中，在时段T3期间的导通损耗的比较。

参考图29，由于在时段T3期间电抗器电流IL1和IL2的方向(极性)相反，所以项|IL1-IL2|大于|IL1|和|IL2|的任何一个。

因此，如从表达式(2)至(4)中的比较理解到，在整个时段T3中，在Pls1至Pls3中Pls1最小。另一方面，在时段T3期间，如参考图28的(a)-(c)所述，自动地有选择地形成电流路径124。因此，理解到在整个时段T3期间，在处于导通状态的开关元件S2、S3和S5中，自动地形成导通损耗最小的电流路径124。

再参考图24，与上述示例相比，当DC电源B1执行再生操作(IL1<0)，而DC电源B2执行电力运行操作(IL2>0)时，通过反转电流的方向，形成图28所示的电流路径124至126。因此，同样在这种情况下，通过与DC电源B1执行电力运行操作而DC电源B2执行再生操作的情形相同的机制，能自动地选择开关元件的导通损耗最小的电流路径124。

因此，在使用第二臂期间，当DC电源B1和B2中的一个执行电力运行操作，而另一个执行再生操作时，在处于导通状态的开关元件S2、S3和S5中，自动地选择导通损耗最小的电流路径。此时的导通损耗Pls与包括第一臂的升压斩波器电路中的导通损耗相当。

在使用第二臂的形式中，与参考图21至29的描述相比，接通B1U臂和B2L臂。即，存在接通开关元件S1、S4和S5(断开S2和S3)的形式。然而，由于电力转换器10的电路配置的对称性，接通B1U臂和B2L臂的电路操作与接通B1L臂和B2U臂的上文所述的形式中的电路操作相同。

因此，当DC电源B1和B2分别执行电力运行操作和再生操作时，在包括第二臂的升压斩波器电路中，开关元件中的导通损耗与包括第一臂的升压斩波器电路(专利文献1中的电力转换器)中的导通损耗相当。

因此，在形成包括第二臂的升压斩波器电路的整个时段期间，即使当DC电源B1和B2在电力运行和再生之间的操作上彼此不同，但开关元件中的导通损耗与包括第一臂的升压斩波器电路的导通损耗(即，专利文献1中的电力转换器的导通损耗)相当。因此，如果存在DC电源B1和B2的每一个执行电力运行操作或再生操作的任何时段，包括第二臂的升压斩波器电路的开关元件中的导通损耗小于包括第一臂的升压斩波器电路的导通损耗。

从上文可以看出，在根据本实施例的电力转换器10中，DC电源B1和B2能对电力线PL和GL(负载30)并行地执行DC/DC转换，使得在并行升压模式中，自动地使用包括第一臂的升压斩波器电路和包括第二臂的升压斩波器电路。

然后，当提供通过第二臂形成升压斩波器电路的时段(开关元件S5的导通时段)时，开关元件中的导通损耗能小于包括第一臂的升压斩波器电路的导通损耗。因此，在电力转换器10的并行升压模式中，通过与专利文献1和2中的电力转换器相比抑制开关元件中的导通损耗，DC/DC转换的效率能更高。

第一实施例的变型

如上所述，根据第一实施例的电力转换器10，提供形成具有第二臂的升压斩波器电路的时段，因此，降低开关元件的导通损耗。另一方面，如从图11、12和15理解到，形成具有第二臂的升压斩波器电路的时段限定到控制脉冲信号SD1和SD2彼此电平不同的时段。

因此，通过在占空比DT1和DT2恒定的条件下尽可能长地确保控制脉冲信号SD1和SD2彼此逻辑电平不同的时段，能进一步抑制导通损耗。

在第一实施例的变型中，通过用于控制来自DC电源B1和B2的输出的载波的相位控制(在下文中，称为“载波相位控制”)，进一步降低电力转换器10的导通损耗。

图30是用于示出根据当前第一实施例在电力转换器10上应用载波相位控制的波形图。

参考图30，在应用载波相位控制期间，载波生成部240(图13)提供用于DC电源B1的PWM控制的载波CW1和用于DC电源B2的PWM控制的载波CW2之间的相位差Z。图30示例Z＝180度的情形。

相反，在图14所示的操作波形中，载波CW1和CW2的频率和相位相同。换句话说，在图14中，满足条件Z＝0。

在还提供相位差Z的条件下，通过基于载波CW1和占空比DT1之间的电压比较的PWM控制，生成控制脉冲信号SD1和/SD1。类似地，通过基于载波CW2和占空比DT2之间的电压比较的PWM控制，生成控制脉冲信号SD2和/SD2。

在图30中，占空比DT1和DT2的值与图14中的相同。因此，尽管图30中的控制脉冲信号SD1的相位不同于图14中的控制脉冲信号SD1，但H电平时段的长度相同。类似地，尽管图30中的控制脉冲信号SD2的相位不同于图14中的控制脉冲信号SD2，但H电平时段的长度相同。

通过提供载波CW1和CW2之间的相位差Z，图30中的控制信号SG1至SG5的波形不同于图14的控制信号SG1至SG5。基于图14和30之间的比较，理解到通过改变载波CW1和CW2之间的相位差Z，电抗器电流IL1和IL2之间的相位关系(电流相位)也改变。

另一方面，理解到对于相同的占空比DT1和DT2，用于电流IL1和IL2的平均值在图14和30之间相当。即，基于占空比DT1和DT2控制来自DC电源B1和B2的输出，并且即使当改变载波CW1和CW2之间的相位差Z时，也不受影响。

因此，在当前第一实施例的变型中，通过适当地调节载波CW1和CW2之间的相位差Z的载波相位控制，能减小电力转换器10的并联连接模式中的开关元件的导通损耗。

如在第一实施例中所述，在电力转换器10的并行升压模式中，包括第二臂的升压斩波器电路中的开关元件的导通损耗小于包括第一臂的升压斩波器电路中的导通损耗。另一方面，如从图12所示的布尔表达式理解到，通过接通开关元件S5能够使用第二臂的时段限定到控制脉冲信号SD1和SD2的逻辑电平彼此不同的时段。

因此，通过调节相位脉冲，使得在由占空比DT1和DT2定义控制脉冲信号SD1和SD2的H电平时段的长度的条件下，控制脉冲信号的逻辑电平彼此不同的时段更长，在电力转换器10的并行升压模式中使用第二臂的时段能更长。由此，能进一步减小电力转换器10的并行升压模式中的导通损耗。

图31是用于示出根据第一实施例的变型的载波相位控制的操作示例的波形图。

参考图31，通过在控制脉冲信号SD1和SD2的H电平时段相同的条件下调节相位差Z，控制脉冲信号SD1和SD2的逻辑电平彼此不同的时段改变。如图31所示，当满足相位差的条件Z＝Z*时，控制脉冲信号SD1从H电平转变到L电平的时刻与控制脉冲信号SD2从L电平转变到H电平的时刻同相位(时刻ta)。在此，能确保控制脉冲信号SD1和SD2的逻辑电平彼此不同的时段，即控制信号SG5的H电平时段最长。在下文中，导致这种相位关系的相位差Z*将称为最佳相位差Z*。

基于图14中所示满足相位差Z＝0的条件时的控制信号SG5的波形和图31中所示满足相位差Z＝Z*的条件时的控制信号SG5的波形之间的比较，由于载波相位控制，在占空比DT1和DT2相同的PWM控制下，能确保控制信号SG5的H电平时段，即，通过接通开关元件S5由第二臂形成升压斩波器电路的时段最长。

与图31的示例相反，当设定相位差Z，使得当SD1从L电平转变为H电平时的时刻(时刻tb)和当控制脉冲信号SD2从H电平转变到L电平时的时刻同相位时，能类似地确保控制脉冲信号SD1和SD2的逻辑电平不同的时段。即，能将此时的相位差Z设定为最佳相位差Z*。

如图31所示，在当控制脉冲信号SD1从H电平转变到L电平时的时刻，电抗器电流IL1也从增加改变成减小。即，电抗器电流IL1达到局部最大值。相反，在控制脉冲信号SD1从L电平改变成H电平时的时刻，电抗器电流IL1也从减小改变成增加。即，电抗器电流IL1达到局部最小值。

由此，控制脉冲信号SD1和SD2的逻辑电平进行转变的时刻对应于电抗器电流IL1和IL2的拐点(局部最大点或局部最小点)。因此，当设定相位差Z＝Z*，使得控制脉冲信号SD1和SD2转变逻辑电平的时刻相同，并且最大化第二臂的使用时段时，电抗器电流IL1和IL2的拐点在相同时刻到来。

如从图14、30和31理解到，通过占空比DT1和DT2确定控制脉冲信号SD1和SD2的波形。因此，理解到根据占空比DT1和DT2，能实现如在图31中的控制脉冲信号SD1和SD2与电抗器电流IL1和IL2之间的关系的最佳相位差Z*也改变。

因此，能预先得出占空比DT1和DT2与最佳相位差Z*之间的关系并且能将它们之间的对应关系预先作为映射(在下文中，也称为“相位差映射”)或函数公式(在下文中，称为“相位差计算公式”)存储在控制设备100中。

因此，当选择电力转换器10的并行升压模式时，载波生成部240(图13)能基于由控制器210和220(图13)计算的占空比DT1和DT2，参考相位差映射或相位差计算公式来设定最佳相位差Z*。此外，载波生成部240生成具有相同频率的载波CW1和CW2，以便设定最佳相位差Z*。

PWM控制单元230(图13)在控制脉冲信号SD1和SD2的逻辑电平(H/L电平)彼此不同的时段最长的相位关系中，生成控制脉冲信号SD1和SD2。此外，能根据图12所示的布尔表达式，进一步生成控制信号SG1至SG5。

由此，通过响应于通过根据第一实施例的变型的载波相位控制生成的控制信号SG1至SG5控制电力转换器10，控制开关元件S1至S5的导通和截止，使得开关元件S5的导通时段，即，使用第二臂的时段在占空比DT1和DT2相同的条件下最长。在此，还控制电流相位，使得电抗器电流IL1的拐点(局部最大点或局部最小点)和电抗器电流IL2的拐点(相对最小点或局部最大点)在相同时刻到来。

即，如还能从图14和30之间的比较理解到，通过根据占空比DT1和DT2应用用于调节载波CW1和CW2之间的相位差的载波相位控制，能延长形成包括第二臂的升压斩波器电路的时段和减少开关元件的导通损耗。

特别地，如图31所示，由此，通过根据第一实施例的载波相位控制，通过Z＝Z*的控制，在占空比DT1和DT2相同的条件下，使用第二臂和开关元件的导通损耗较小的时段会最长。由此，能增强减少导通损耗的效果。

如上所述，通过应用根据第一实施例的变型的载波相位控制，电力转换器10的并行升压模式中的DC/DC转换效率会进一步更高。

第二实施例

在第二实施例中，将描述如上所述的电力转换器10的多个操作模式中的串行升压模式的操作。

再参考图1，在电力转换器10中，通过断开开关元件S1和S3并且接通开关元件S5，串联连接的DC电源B1和B2能电连接在电力线PL和GL之间。由此，能形成对串联连接的DC电源B1和B2接通上臂的状态。即，形成从电力线PL朝向DC电源B1和B2的电流路径，即，通过负载30对DC电源B1和B2再生充电的电流路径。

另一方面，通过断开开关元件S1、S3和S5，同时接通开关元件S2和S4，能将来自DC电源B1和B2的输出存储在电抗器L1和L2中，作为电磁能。即，能形成对DC电源B1和B2的每一个接通下臂的状态。由此，在串行升压模式中，使开关元件S1和S3固定为截止。

图32是串行升压模式中的电力转换器10的等效电路图。

参考图32，未示出固定为截止的开关元件S1和S3。然而，在从电力线GL朝向节点N2的方向上，通过反并联到开关元件S3的二极管D3，形成电流路径。类似地，在从节点N1朝向电力线PL的方向上，通过反并联到开关元件S1的二极管D1，形成电流路径。响应于开关元件S5的导通和截止，在节点N1和N2之间形成和切断电流路径。

在图32的等效电路图中，通过交替地提供接通开关元件S2和S4同时断开开关元件S5的时段(下臂导通时段)和相反地接通开关元件S5同时断开开关元件S2和S4的时段(上臂导通时段)，执行串行升压模式中的电路操作。即，“上臂导通时段”和“下臂导通时段”分别对应于串行升压模式(第二模式)中的“第一时段”和“第二时段”。

图33是用于示出图32所示的等效电路中，在下臂导通时段期间的电流路径的电路图。

参考图33，通过接通开关元件S2和S4并且断开开关元件S1、S3和S5，形成用于通过来自DC电源B1的输出将能量存储在电抗器L1中的电流路径201和用于通过来自DC电源B2的输出将能量存储在电抗器L2中的电流路径202。即，在串行升压模式中，开关元件S2和S4对应于用于DC电源B1和B2两者的升压斩波器电路的下臂。

图34是示出在图32所示的等效电路中在上臂导通时段期间的电流路径的电路图。

参考图34，通过接通开关元件S5并且断开开关元件S1至S4，形成电流路径203。通过电流路径203，在电力线PL和GL之间，输出由来自串联连接的DC电源B1和B2的输出电压产生的能量和存储在电抗器L1和L2中的能量的总和。因此，形成对串联连接的DC电源B1和B2接通升压斩波器电路的上臂元件的状态。即，开关元件S5对应于串行升压模式中的升压斩波器电路的上臂。

图35示出在电力转换器10的串行升压模式中，用于控制每一个开关元件S1至S5的导通和截止的布尔表达式。

参考图35，由于在串行升压模式中，共用流过串联连接的DC电源B1和B2的电流，所以不能如在并行控制模式中，单独地控制来自DC电源B1和B2的输出。因此，对电压V[1]+V[2]等效地形成单一升压斩波器电路。因此，在DC电源B1和B2之间，用于点空控制的控制脉冲信号SD是共用的。

在串行升压模式中，响应于控制脉冲信号SD，共同地接通和断开形成下臂的开关元件S2和S4。另一方面，响应于控制脉冲信号/SD(SD的反相信号)，接通和断开形成上臂的开关元件S5。即，互补地接通和断开一对开关元件S2和S4以及开关元件S5。在串行升压模式中，使开关元件S1和S3固定为截止。

如上所述，在开关元件S2和S4用作下臂以及开关元件S5用作上臂的升压斩波器电路中，在表达式(1)中，满足条件Vi＝V[1]+V[2]。即，在串行升压模式中，在下臂的占空比DT、DC电源B1和B2的电压V[1]和V[2]以及输出电压VH中，满足下述表达式(6)。

VH＝1/(1-DT)×(V[1]+V[2])...(6)

在串行升压模式中，根据电压V[1]和V[2]，自动地确定DC电源B1和B2的功率P[1]和P[2]。即，由于根据下述表达式(7)，自动地确定DC电源B1和B2之间的电力分配，因此不能执行如在并行升压模式中的直接控制。

P[1]:P[2]＝V[1]:V[2]...(7)

图36是用于示出在电力转换器10的串行升压模式中，来自DC电源B1和B2的输出的控制的示例的功能框图。

参考图36，在串行升压模式中，如专利文献2中的串联连接模式一样，控制来自DC电源B1和B2的输出，使得补偿输出电压VH的电压差DV(DV＝VH*-VH)(电压控制)。

图36中例示的串行升压模式中的转换器控制单元251包括减法部252、用于控制来自DC电源B1和B2的输出的控制器225、PWM控制单元230和载波生成部240。

减法部252计算用于电压控制的电压差DV(DV＝VH*-VH)。通过用于补偿电压差DV的反馈控制(例如PI控制)，控制器225运算表达式(6)中的占空比DT。还能通过从电压V[1]+V[2]和进一步反映的电压指令值VH*之间的电压比得出的理论升压比，运算占空比DT。

在串行升压模式中，载波生成部240生成DC电源B1和B2共用的载波CW。PWM控制单元230通过基于串行升压模式中占空比DT和载波CW之间的比较的PWM控制，生成控制信号SG1至SG5。

图37示出串联连接模式中PWM控制单元230的操作的波形图。

参考图37，通过基于用于电压控制的占空比DT和载波CW之间的电压比较的PWM控制，生成控制脉冲信号SD。在满足条件DT>CW的时段期间，将控制脉冲信号SD设定为H电平，而在满足CW>DT的时段期间，将控制脉冲信号SD设定为L电平。

因此，随着占空比DT的增加，控制脉冲信号SD的H电平时段越长以及控制脉冲信号/SD的L电平时段越短。由于如上所述，在控制脉冲信号SD的H电平时段期间表明升压斩波器电路的下臂导通，所以随着占空比DT的增加，来自DC电源B1和B2的输出也增加，而随着占空比DT降低，来自DC电源B1和B2的输出也减小。

根据图35所示的布尔表达式，响应于通过PWM控制获得的控制脉冲信号SD和/SD，生成控制信号SG1至SG5。

在将控制脉冲信号SD设定为H电平并且接通开关元件S2和S4的下臂导通时段期间，形成电流路径201和202(图33)。因此，电抗器电流IL1和IL2增加。

另一方面，在将控制脉冲信号SD设定为L电平并且接通开关元件S5(断开S2和S4)的上臂导通时段期间，形成电流路径203(图34)。因此，如在值上常见的，电抗器电流IL1和IL2减小。

如图37所示，当在从下臂的导通切换到上臂的导通的时刻，电压V[1]和V[2]彼此不同并且电抗器L1和L2的电感彼此不同时，电抗器电流IL1和IL2的值彼此不同。在该时段期间，形成稍后将详细描述的回流路径，使得保持电抗器电流IL1和IL2通过。因此，当满足条件IL1＝IL2同时形成回流路径时，形成图34的电流路径203。在下臂导通时段期间，保持曾经形成的电流路径203。

由此，根据本实施例中的电力转换器10，在第二实施例中所述的串行升压模式中，根据图35所示的布尔表达式和根据用于将V[1]+V[2]升高到输出电压VH的占空比DT，控制开关元件S1至S5的导通和截止。由此，通过抑制升压比(VH/(V[1]+V[2]))的DC/DC转换，根据电压指令值VH*能控制输出电压VH。由此，通过如在专利文献2的串联连接模式中主要抑制电抗器L1和L2中的电力损耗，能减少电力转换器10的电力损耗。具体地，当串联连接电抗器L1和L2，由此抑制电抗器电流IL1和IL2的变化梯度时，纹波的幅度变小。由此，能减少在电抗器L1和L2的铁心(未示出)中导致的铁损和线圈绕组(未示出)中导致的AC损耗。

此外，在根据本实施例的电力转换器10中，与专利文献2中的电力转换器10#(串联连接模式)相比，抑制串行升压模式中的导通损耗。因此，DC/DC转换的效率会更高。

图38是用于示出作为比较示例示出的电力转换器10#的串联连接模式的电流路径的电路图。即，图38示出与图33和34相比，在当专利文献2中所述的电力转换器10#操作时的电流路径。

参考图38，在电力转换器10#中，在用于DC电源B1和B2的下臂导通时段期间，接通开关元件Q2、Q3和Q4，使得形成电流路径201#和202#。其中，在开关元件Q4中导致根据电抗器电流IL1的导通损耗，以及在开关元件Q2中导致根据电抗器电流IL2的导通损耗。此外，由于电抗器电流IL1和IL2彼此叠加地通过开关元件Q3，在开关元件Q3中导致大于开关元件Q2和Q4中的根据电流(IL1+IL2)的导通损耗。

相反，在电力转换器10的串行升压模式的下臂导通时段期间，形成图33所示的电流路径201和202。因此，在开关元件S2中导致根据电抗器电流IL1的导通损耗，以及在开关元件S4中导致根据电抗器电流IL2的导通损耗。即，在电力转换器10中，导致与电力转换器10#中的开关元件Q2和Q4中的导通损耗相当的导通损耗。因此，能理解到，根据电力转换器10的导通损耗与电力转换器10#的导通损耗相比，串行升压模式中的导通损耗被抑制了开关元件Q3中的导通损耗量。

再回到图38，在电力转换器10#中，在用于DC电源B1和B2的上臂导通时段期间，接通开关元件Q1和Q3，使得形成在电力线PL和GL之间串联电连接DC电源B1和B2的电流路径203#。因此，在两个开关元件Q1和Q3的每一个中，导致根据IL1(IL2)的导通损耗。

相反，在电力转换器10的串行升压模式的上臂导通时段期间，形成图34所示的电流路径203。因此，电抗器电流IL1(IL1＝IL2)仅流过开关元件S5。即，在电力转换器10中，仅在单个开关元件S5中导致根据IL1(IL2)的导通损耗。因此，能理解到使电力转换器10的导通损耗抑制到单个开关元件的导通损耗(即，与电力转换器10#的导通损耗相比，约1/2)。

由此，与比较示例中的电力转换器10#相比，电力转换器10在串行升压模式中实现开关元件的更低导通损耗。

如上第二实施例中所述，根据本实施例的电力转换器10能通过切换开关元件S1至S5的导通/截止控制的方式，选择用于在串联连接DC电源B1和B2的状态下执行DC/DC转换的串行升压模式中的操作。通过应用串行升压模式来抑制高压区(VH>(V[1]+V[2]))的升压比，DC/DC转换的效率会更高。特别地，通过减少开关元件的导通损耗，与专利文献2中执行类似DC/DC转换的电力转换器(串联连接模式)相比，电力转换器10的串行升压模式的DC/DC转换效率很更高。

如在第一和第二实施例中所述，根据本实施例的电力转换器10在能控制DC电源之间的电力分配的并行升压模式和提高高压区的效率的串行升压模式的每一个中，实现抑制开关元件的导通损耗。

在此，将参考图39描述上文所述的电力转换器10中的电抗器电流的回流路径。

参考图39，在电力转换器10中，对于DC电源B1，通过由二极管D2形成的电流路径211，能确保电抗器电流IL1为负(IL1<0)的时段期间的回流路径。通过由二极管D1形成的电流路径213a，能确保电抗器电流IL1为正(IL1>0)时段期间的回流路径。

类似地，对于DC电源B2，通过由二极管D4形成的电流路径212，能确保电抗器电流IL2为负(IL2<0)的时段期间的回流路径。通过由二极管D3形成的电流路径213b，能确保电抗器电流IL2为正(IL2>0)时段期间的回流路径。

由此，在电力转换器10中，在包括串行升压模式和并行升压模式的多种操作模式的每一个中，与开关元件S1至S5的导通和截止无关，能形成用于电抗器电流IL1和IL2的回流路径。例如，当在图37所示的串行升压模式中，在上臂导通时段开始时电抗器电流IL1和IL2彼此不同时，电流路径213a和213b能确保用于电抗器电流IL1和IL2的路径。

第三实施例

在第三实施例中，将描述在第一和第二实施例中所述的电力转换器10的电路配置的变型。具体地，示出由双向开关实现图1中所示的电力转换器10的开关元件S5的变型。

再参考图32至34，在电力转换器10的实际控制中，为了防止形成电力线PL和GL之间的短路路径，在接通开关元件S2和S4的下臂导通时段(图33)和接通开关元件S5的上臂导通时段(图34)之间的转变中，提供断开所有开关元件S2、S4和S5的所谓“死区时间”。已知由反并联二极管确保死区时段期间用于电抗器电流IL1和IL2的回流路径。

图40示出当电力转换器10的串行升压模式中的电抗器电流为负时，在死区时间段期间的回流路径的等效电路图。

参考图40，在电抗器电流IL1为负(IL1<0)的时段期间，通过用于在下臂导通时段中形成电流路径201的开关元件S2的反并联二极管D2，能确保死区时间段期间用于电抗器电流IL1的回流路径211。类似地，对于电抗器电流IL2，通过在形成电流路径202中开关元件S4的反并联二极管D4，能形成当电抗器电流IL2为负(IL2<0)时死区时间段期间的回流路径212。

图41示出当电力转换器10的串行升压模式中的电抗器电流为正时，在死区时间段期间的回流路径的等效电路图。

参考图41，在上臂导通时段期间，经由处于导通状态的开关元件S5，形成死区时间段期间的回流路径203。相反，通过导通二极管D1，形成当电抗器电流IL1为正(IL1>0)时，死区时间段期间的回流路径213a，因为对开关元件S5不设置反并联二极管。由于二极管D1仅在死区时间段期间导通，所以当回流结束时导致恢复损耗。

类似地，通过导通二极管D3，形成当电抗器电流IL2为正(IL2>0)时死区时间段期间的回流路径213b。由此，在二极管D3中，当回流结束时导致恢复损耗。因为对开关元件S5不设置反并联二极管，因此导致这种恢复损耗。

现在，将参考图42，描述在图1所示的电力转换器10的电路配置中，在串行升压模式中操作为上臂的开关元件S5中不布置反并联二极管的原因。

图42是在电力转换器10的并行升压模式中，形成包括第一臂的升压斩波器电路的情况下的电路图。

图42的(a)示出当对DC电源B1和B2的每一个接通上臂时的时刻的电路图，以及图42的(b)示出当对DC电源B1和B2的每一个接通下臂时的时刻的电路图。

参考图42的(a)，为了在开关元件S5断开时(当形成第一臂时)接通上臂，接通开关元件S1和S3。由此，节点N1电连接至电力线PL，而节点N2电连接至电力线GL。由此，节点N1具有根据输出电压VH的电势，而节点N2具有根据接地电压GND的电势。

参考图42的(b)，为了接通下臂同时断开开关元件S5(同时形成第一臂)，接通开关元件S2和S4。由此，与图42的(a)相比，节点N2电连接至电力线PL，而节点N1电连接至电力线GL。由此，节点N2具有根据输出电压VH的电势，而节点N1具有根据接地电压GND的电势。

如从图42的(a)和(b)理解到，在电力转换器10中，在并行升压模式中，根据开关形式来互换节点N1和N2的电势电平。因此，如在图中的虚线所示，如果连接二极管D5，在节点N1和N2之间形成电流路径，当断开开关元件S5时，节点N1和N2彼此也应当电断开。即，应理解到在从节点N1朝向节点N2的方向和从节点N2朝向节点N1的方向的任何一个中，不能设置二极管D5。

因此，在第三实施例中，将描述用于消除在参考图40和41所述的死区时间段期间形成回流路径导致的二极管的恢复损耗的电力转换器的电路配置。

图43是用于示例根据第三实施例的电力转换器11的配置的电路图。

参考图43，电力转换器11不同于图1所示的电力转换器10之处在于具有双向开关SB5，双向开关SB5代替开关元件S5，作为连接在节点N1和N2之间的半导体元件。即，双向开关SB5对应于“第五半导体元件”。由于电力转换器11的其他特征与电力转换器10相同，因此，将不重复详细描述。

双向开关SB5具有串联电连接在节点N1和N2之间的二极管D5a和开关元件S5a。通过定义为正向的从节点N1朝向节点N2的方向，二极管D5a电连接在节点N1和N2之间。

双向开关SB5进一步具有串联电连接在节点N1和N2之间的二极管D5b和开关元件S5b。在节点N1和N2之间，二极管D5b和开关元件S5b并联连接至二极管D5a和开关元件S5a。通过定义为正向的从节点N2朝向节点N1的方向，二极管D5b电连接在节点N1和N2之间。在图43的配置中，开关元件S5a和开关元件S5b分别对应于“第一子开关元件”和“第二子开关元件”。

响应于来自控制设备100的控制信号SG5a和SG5b，控制开关元件S5a和S5b的导通和截止。

在双向开关SB5中，当接通开关元件S5a时，在从节点N1朝向节点N2的方向上，由二极管D5a形成电流路径。另一方面，当断开开关元件S5a时，切断从节点N1朝向节点N2的方向上的电流路径。

当接通开关元件S5b时，在从节点N2朝向节点N1的方向上，由二极管D5b形成电流路径。另一方面，当断开开关元件S5b时，断开从节点N2朝向节点N1的方向上的电流路径。

由此，通过接通双向开关SB5中的开关元件S5a和断开开关元件S5b，形成从节点N1朝向节点N2的电流路径，同时切断从节点N2朝向节点N1的电流路径。相反，通过接通开关元件S5b同时断开开关元件S5a，在从节点N2朝向节点N1的方向上形成电流路径，同时切断从节点N1朝向节点N2的电流路径。

在具有双向开关SB5的电力转换器11中，在串行升压模式中，根据图44中所示的布尔表达式控制开关元件S1至S4、S5a和S5b的导通和截止。

图44是示出在电力转换器11的串行升压模式中，用于控制每一开关元件的导通和截止的布尔表达式的列表的图表。

参考图44，如在电力转换器10的串行升压模式中，根据如图35的布尔表达式控制开关元件S1至S4的导通和截止。即，响应于控制脉冲信号SD，接通和断开形成下臂的开关元件S2和S4。在串行升压模式中，使开关元件S1和S3固定为截止。

将开关元件S5a始终设定为接通，以便形成从节点N1朝向节点N2的电流路径，以确保死区时间段期间的回流路径。另一方面，与电力转换器10的开关元件S5类似，响应于控制脉冲信号/SD，接通和断开开关元件S5b。由此，在上臂导通时段期间(在开关元件S2和S4的截止时段期间)，处于导通状态的开关元件S5b和二极管D5b能形成用于再生充电DC电源B1和B2的电流路径。另一方面，在下臂导通时段期间(在开关元件S2和S4的导通时段期间)，切断从节点N2朝向节点N1的再生充电路径。

同样在电力转换器11中，在下臂导通时段期间(同时开关元件S2和S4接通)，如在电力转换器10中，形成电流路径201和202。在上臂导通时段期间(同时开关元件S5b导通)，如在电力转换器10中，能双向地形成图34所示的电流路径203。

因此，在根据第三实施例的电力转换器11中，通过根据图44所示的布尔表达式接通和断开开关元件S1至S4、S5a和S5b，如在电力转换器10中，能提供串行升压模式中的下臂导通时段和上臂导通时段。由此，在串行升压模式中，如在电力转换器10中，电力转换器11能执行DC/DC转换。

另一方面，如在图45和46中，形成根据第三实施例的电力转换器11的串行升压模式中的死区时间段期间的回流路径。

图45示出当电力转换器11的串行升压模式中的电抗器电流为负时，用于示例死区时间段期间的回流路径的等效电路图。

参考图45，在下臂导通时段期间，对电抗器电流IL1(IL1<0)和IL2(IL2<0)，能形成如在图40中，在死区时间段期间的回流路径211和212。因此，在下臂导通时段期间，通过用于形成电流路径201和202的开关元件S2和S4的反并联二极管D2和D4，能确保死区时间段期间用于电抗器电流IL1和IL2的回流路径。

图46示出当电力转换器11的串行升压模式中的电抗器电流为负时，用于示例在死区时间段期间的回流路径的等效电路图。

参考图46，由于在串行升压模式中使开关元件S5a固定为导通，所以能持续确保由二极管D5a形成的电流路径。因此，即使在断开开关元件S5b的上臂导通时段期间，也能确保由二极管D5b形成的从节点N1朝向节点N2的电流路径。

因此，对电抗器电流IL1和IL2的每一个(IL1>0,IL2>0)，能形成经由二极管D5a的死区时间段期间的回流路径213。该回流路径213与上臂导通时段期间形成的电流路径203(图34)匹配。因此，在电力转换器11中，由于如在电力转换器10中，在死区时间段期间形成回流路径，所以在二极管D1和D3中不导致恢复损耗。

因此，第三实施例中的电力转换器11能比图1所示的电力转换器10更加抑制串行升压模式中的电力损耗。

在具有双向开关SB5的电力转换器11中，在并行升压模式中，根据图47中所示的布尔表达式控制开关元件S1至S4、S5a和S5b的导通和截止。

图47是示出在电力转换器11的并行升压模式中，用于控制每一开关元件的导通和截止的布尔表达式的列表的图表。

参考图47，如在电力转换器10的并行升压模式中，根据如图12的布尔表达式控制开关元件S1至S4的导通和截止。即，响应于控制脉冲信号SD1接通和断开开关元件S2，同时响应于控制脉冲信号/SD1接通和断开开关元件S1。类似地，响应于控制脉冲信号SD2接通和断开开关元件S4，同时响应于控制脉冲信号/SD1接通和断开开关元件S2。如在电力转换器10中，通过图13所示的转换器控制单元250能生成控制脉冲信号SD1和SD2。

此外，与电力转换器10中的开关元件S5类似，共同接通和断开开关元件S5a和S5b。即，在控制脉冲信号SD1和SD2的逻辑电平彼此不同的时段期间，同时接通开关元件S5a和S5b。另一方面，在控制脉冲信号SD1和SD2的逻辑电平相同的时段期间，同时断开开关元件S5a和S5b。

由此，在开关元件S5a和S5b的截止时段期间，如在电力转换器10中断开开关元件S5的时段中，切断两个方向上的节点N1和N2之间的电流路径。即，同样在图42的(a)和(b)所示的电路状态下，使节点N1和N2彼此电断开。如在电力转换器10中接通开关元件S5的时段中一样，在开关元件S5a和S5b的导通时段期间，能在两个方向上形成节点N1和N2之间的电流路径。

因此，同样在电力转换器11中，通过根据图47所示的布尔表达式接通和断开开关元件S1至S4、S5a和S5b，能执行如在电力转换器10的并行升压模式中的DC/DC转换。

在并行升压模式中，关于节点N1和N2之间的电流路径，如参考图6所述，当形成B1L臂和B2L臂时，应当切断从节点N2朝向节点N1的电流路径，并且如参考图7所述，当形成B1U臂和B2U臂时，应当切断从节点N1朝向节点N2的电流路径。因此，如上所述，除用于控制开关元件S5共用的开关元件S5a和S5b的每一个的控制外，还能彼此单独地控制开关元件S5a和S5b。

例如，当形成B1U臂和B2U臂时，应当仅断开切断从节点N1朝向节点N2的电流路径的开关元件S5a，因此，仅当满足条件SD1＝SD2＝L时，才将开关元件S5a控制为断开。即，可以控制开关元件S5a，使得当(SD1或SD2)处于H电平时接通，而当处于L电平时断开。

类似地，当形成B1L臂和B2L臂时，应当断开切断从节点N2朝向节点N1的电流路径的开关元件S5b，因此，开关元件S5b被控制为仅当满足条件SD1＝SD2＝H时才断开。即，开关元件S5a被控制为当(/SD1或/SD2)处于H电平时接通，以及当处于L电平时断开。

同样在电力转换器11的并行升压模式中，能应用根据第一实施例的变型的载波相位控制。即，通过在用于控制DC电源B1和B2的输出的载波CW1和CW2(图13)之间提供如图30或31所示的相位差，能进一步抑制电力转换器11的并行升压模式中的电力损耗。

如上所述，根据在节点N1和N2之间应用双向开关元件的电力转换器11，能基于有选择地应用如在电力转换器10中的并行升压模式和串行升压模式的高效率DC/DC转换，控制输出电压VH。此外，通过消除二极管中的恢复损耗同时形成死区时间段期间的回流路径，与电力转换器10相比，根据第三实施例的电力转换器11能在串行升压模式中进一步实现电力损耗的降低。由此，电力转换器11中的DC/DC转换的效率更高。

施加到根据第三实施例的电力转换器的双向开关的配置不限于图43例示的配置。即，以任一方式配置的半导体元件能应用为双向开关SB5，只要被配置为能够独立地控制双向电流路径的形成和切断。

第三实施例的变型

在根据第三实施例的电力转换器11中，将双向开关SB5布置为节点N1和N2之间的半导体元件。然而，双向开关SB5可以是电力转换器11中的热额定最低的部分。其中，热额定低是指当在某一时间段内，某一恒定电流经过时，双向开关的温度增加大于另一开关元件的温度增加。

因此，在第三实施例的变型中，将描述当双向开关SB5的温度很可能比其他开关元件S1至S4增加更多时适用的开关形式的切换的控制。

图48是示出根据第三实施例的变型，开关形式的切换的控制的流程图。在电力转换器11的并行升压模式期间，应用开关形式的开关控制。每隔规定的时段，根据图48所示的流程图的控制过程由控制设备100执行。

参考图48，控制设备100在步骤S100确定是否将电力转换器11的电流操作模式设定为并行升压模式。

当选择并行升压模式时(S100的确定为是)，过程进行到步骤S110并且控制设备100确定双向开关SB5的温度T(SB5)是否高于规定的确定温度Tx。

在步骤S110的确定中，例如，基于来自在双向开关SB5中提供的温度传感器(未示出)的输出，感测温度T(SB5)。替选地，还能通过基于通过双向开关SB5的电流的历史(电流量随时间的转变)估计双向开关SB5的热负荷来估计温度T(SB5)。

当满足条件T(SB5)>Tx时(步骤S110的确定为是)，控制设备100确定双向开关SB5处于高温状态并且过程进行到步骤S120。在步骤S120中，控制设备100控制并行升压模式中开关元件S1至S4、S5a和S5b的导通和截止以便使双向开关SB5保持在截止状态。

在这种情况下，根据图12所示的布尔表达式，响应于控制脉冲信号SD1(/SD1)和SD2(/SD2)控制开关元件S1至S4的导通和截止，同时使开关元件S5a和S5b固定为截止状态。由此，当双向开关SB5处于高温时，避免电流经过双向开关SB5，并且进一步避免温度增加。此外，通过连续地形成包括第一臂的升压斩波器电路，能执行并行升压模式的DC/DC转换。

另一方面，当满足条件T(SB5)<＝Tx时(步骤S110的确定为否)，控制设备100确定双向开关SB5处于非高温状态，并且过程进行到步骤S130。根据图47所示的布尔表达式，，在步骤S130中，控制设备100控制并行升压模式中开关元件S1至S4、S5a和S5b的导通和截止。由此，当双向开关SB5不处于高温时，允许电流经过双向开关SB5并且能执行同时使用第一臂和第二臂的并行升压模式中的电路操作。

由此，按照根据第三实施例的变型的开关形式的开关控制，当在根据第三实施例的电力转换器11中，双向开关SB5的热额定低于其他开关元件S1至S4时，能执行并行升压模式中的DC/DC转换，以便防止双向开关SB5过度温度增加。

此外，当双向开关SB5不处于高温时，如在电力转换器10中，能执行减少开关元件中的导通损耗的高效率DC/DC转换。

在并行升压模式的操作期间，还能将根据第三实施例的变型的开关形式的开关控制应用于根据第一实施例的电源系统(图2)。在这种情况下，基于开关元件S5的温度做出步骤S110的确定，并且当开关元件的温度T5高(S120)同时开关元件S5被固定为截止状态时，根据图12所示的布尔表达式控制开关元件S1至S4的导通和截止。另一方面，当开关元件的温度T5不高时(S130)，根据图12所示的布尔表达式控制开关元件S1至S5的导通和截止。

第四实施例

在第四实施例中，将描述除在第一至第三实施例中所述的串行升压模式和并行升压模式外的操作模式。

图49是示出应用于电力转换器10和11的多个操作模式的列表的图表。

参考图49，多个操作模式宽泛地分类为根据电压指令值VH*控制输出电压VH的“升压模式”和固定开关元件S1至S5(S5a和S5b)的导通和截止并将DC电源B1和/或B2电连接至电力线PL和GL的“直接耦合模式”。

升压模式包括上述并行升压模式和串行升压模式。在并行升压模式中，通过根据图12所示的布尔表达式控制电力转换器10的开关元件S1至S5的导通和截止，能在DC电源B1和B2与电力线PL和GL(负载30)之间并行地执行DC/DC转换。类似地，通过根据图47所示的布尔表达式控制电力转换器11的开关元件S1至S5a和S5b的导通和截止，能在DC电源B1和B2与电力线PL和GL(负载30)之间并行地执行DC/DC转换。在并行升压模式中，能根据电压指令值VH*，控制输出电压VH，同时控制DC电源B1和B2之间的电力分配比。

在串行升压模式中，通过根据图35所示的布尔表达式控制电力转换器10的开关元件S1至S5的导通和截止，能执行DC/DC转换，同时串联连接DC电源B1和B2。类似地，通过根据图44所示的布尔表达式控制电力转换器11的开关元件S1至S5a和S5b的导通和截止，能执行DC/DC转换，同时串联连接DC电源B1和B2。在串行升压模式中，由于在根据电压指令值VH*的输出电压VH控制中，按电压V[1]和V[2]之间的比值自动地确定DC电源B1和B2之间的电力分配比，所以不能执行如在并行升压模式中的直接控制。

尽管串行升压模式仅适合于表示为VH>(V[1]+V[2])的高压范围，但能降低高压范围中的升压比，因此，DC/DC转换效率高。另一方面，并行升压模式还能适合于表示为max(V[1],V[2])<VH<＝V[1]+V[2]的电压范围，因此，输出电压范围宽。此外，由于能控制DC电源B1和B2之间的电力分配比，所以还能控制DC电源B1和B2的每一个的荷电状态(SOC)。

此外，升压模式包括“通过DC电源B1升压的模式(在下文中，B1升压模式)”，其中，仅DC电源B1用于执行DC电源与电力线PL和GL(负载30)之间的DC/DC转换，以及“通过DC电源B2升压的模式(在下文中，B2升压模式)”，其中，仅DC电源B2用来执行DC电源与电力线PL和GL(负载30)之间的DC/DC转换。在除并行升压模式和串行升压模式外的操作模式中，用于接通和断开开关元件S5a和S5b的每一个的操作与用于接通和断开电力转换器10的开关元件S5的操作共用。

在B1升压模式中，只要将输出电压VH控制到高于V[2]，就不使用DC电源B2，同时保持从电力线PL电断开的状态。在B1升压模式中，仅实现用于DC电源B1的升压斩波器电路(第一臂)。因此，当基于用于控制来自DC电源B1的输出的占空比DT1，响应于控制脉冲信号/SD1和SD1控制开关元件S1和S2的导通和截止时，将开关元件S3和S4固定为截止，同时通过使开关元件S5(S5a和S5b)固定为截止来切断节点N1和N2之间的电流路径。

类似地，在B2升压模式中，只要将输出电压VH控制到高于V[1]，就不使用DC电源B1，并且保持与电力线PL电断开的状态。

在B2升压模式中，仅实现用于DC电源B2的升压斩波器电路(第一臂)。因此，当基于用于控制来自DC电源B2的输出的占空比DT2，响应于控制脉冲信号/SD2和SD2控制开关元件S3和S4的导通和截止时，使开关元件S1和S2固定为截止，同时通过使开关元件S5(S5a和S5b)固定为截止切断节点N1和N2之间的电流路径。在B1升压模式和B2升压模式中，计算占空比DT1或DT2，使得根据电压指令值VH*控制输出电压VH(电压控制)。由此，在属于升压模式的每一操作模式中，根据电压指令值VH*控制输出电压VH。

另一方面，直接耦合模式包括“DC电源B1的直接耦合的模式(在下文中，B1直接耦合模式)”，其中，仅对DC电源B1形成到电力线PL和GL的电流路径，以及“DC电源B2的直接耦合的模式(在下文中，B2直接耦合模式)”，其中，仅对DC电源B2形成到电力线PL和GL的电流路径。

在B1直接耦合模式中，当开关元件S2至S4固定为截止时，使开关元件S1固定为导通，同时通过将开关元件S5(S5a和S5b)固定为截止切断节点N1和N2之间的电流路径。由此，由于在电力线PL和GL之间断开DC电源B2，输出电压VH与DC电源B1的电压V[1]相当(VH＝V[1])。在B1直接耦合模式中，不使用DC电源B2，同时保持电力线PL和GL之间的电断开的状态。如果在V[2]>V[1]的状态下应用B1直接耦合模式，则经由开关元件S1和二极管D3产生从DC电源B2到DC电源B1的短路电流。因此，应用B1直接耦合模式要求条件V[1]>V[2]。

类似地，在B2直接耦合模式中，当将开关元件S1、S2和S4固定为截止时，使开关元件S3固定为导通，同时通过将开关元件S5(S5a和S5b)固定为截止切断节点N1和N2之间的电流路径。由此，由于电力线PL和GL之间断开DC电源B1，输出电压VH与DC电源B2的电压V[2]相当(VH＝V[2])。在B2直接耦合模式中，不使用DC电源B1，同时保持电力线PL和GL之间电断开的状态。如果在V[1]>V[2]的状态下应用B2直接耦合模式，则经由二极管D1和开关元件S3产生从DC电源B1到DC电源B2的短路电流。因此，应用B2直接耦合模式要求条件V[2]>V[1]。

当V[1]和V[2]彼此相当时，还能选择保持在电力线PL和GL之间并联电连接DC电源B1和B2的状态的“并行直接耦合模式”。在并行直接耦合模式中，当将开关元件S2和S4固定为截止时，将开关元件S1和S3固定为导通，同时通过将开关元件S5(S5a和S5b)固定为截止切断节点N1和N2之间的电流路径。由此，输出电压VH可以与V[1]和V[2]相当。由于V[1]和V[2]之间的电压差产生DC电源B1和B2之间的短路电流，所以仅当电压差小时能应用并行直接耦合模式。

此外，直接耦合模式包括“串行直接耦合模式”，其中，保持电力线PL和GL之间串联电连接DC电源B1和B2的状态。在串行直接耦合模式中，将开关元件S1至S4固定为截止，同时通过将开关元件S5(S5a和S5b)固定为导通来形成节点N1和N2之间的电流路径。由此，输出电压VH与DC电源B1和B2的电压V[1]和V[2]相当(VH＝V[1]+V[2])。

由于取决于包括在直接耦合模式中的每一操作模式中的DC电源B1和B2的电压V[1]和V[2]来确定输出电压VH，所以不能直接控制输出电压。因此，由于包括在直接耦合模式中的每一操作模式中，不能将输出电压VH设定到适合于负载30的操作的电压，负载30的电力损耗会增加。

另一方面，由于在直接耦合模式中，不接通和断开开关元件S1至S5(S5a和S5b)的每一个，所以抑制电力转换器10和11中的电力损耗(涉及接通和断开的开关损耗)。因此，取决于负载30的操作状态，能通过应用直接耦合模式整体上抑制电源系统5中的电力损耗，因为电力转换器10和11中的电力损耗的减少量大于负载30中的电力损耗的增加量。

由此，通过切换开关元件S1至S5(S5a和S5b)的开关形式，电力转换器10和11能控制输出电压VH，同时有选择地应用图49中所示的多种操作模式。

在图49中，并行升压模式对应于“第一模式”以及串行升压模式对应于“第二模式”。B1升压模式对应于“第三模式”，B2升压模式对应于“第四模式”。B1直接耦合模式对应于“第五模式”，以及B2直接耦合模式对应于“第六模式”。串行直接耦合模式对应于“第七模式”。

为确认目的，注意到能由本实施例中的任一设备实现负载30，只要该设备通过DC电压(输出电压VH)操作。即，尽管在本实施例中已经描述了负载30被配置为包括用于电动车辆的运行的电动机的示例，但本发明的应用不限于这种负载。

电力转换器的配置的进一步变型

在本实施例中，已经描述了分别通过开关元件S1至S4和反并联二极管D1至D4对，实现“第一半导体元件”至“第四半导体元件”的示例。此外，已经示出了通过提供非反并联二极管的开关元件S5(第一实施例)或通过用于实现双向开关的开关元件S5a和S5b对，实现“第五半导体元件”的示例。即，已经示例“第一半导体元件”至“第五半导体元件”每一个都包括能控制电流路径的形成(导通)和切断(截止)的开关元件的配置。在这种配置示例中，能将再生充电应用于DC电源B1和B2。

然而，在DC电源B1和B2中的一个或没有一个被再生充电的配置中，通过省略开关元件或二极管，能在配置上简化“第一半导体元件”至“第四半导体元件”中的一些。即，“第一半导体元件”至“第五半导体元件”中的仅一些具有开关元件的这种配置在原则上是可能的。

例如，当不再生充电DC电源B1，而仅用于放电(电力运行)时，能采用图50中所示的电力转换器12a的配置，代替图1所示的电力转换器10。

参考图50，在电力转换器12a中，与图1所示的电力转换器10相比，能省略用于控制DC电源B1的再生的开关元件S1的布置。即，能仅通过二极管D1实现节点N1和电力线PL之间的“第一半导体元件”。同样在电力转换器12a中，根据图12(并行升压模式)、图35(串行升压模式)或图49(其他模式)控制开关元件S2至S5的导通和截止。此外，在电力转换器12a中，还能省略主要为确保用于DC电源B1的再生电流的路径而布置的二极管D2。

类似地，当不再生充电DC电源B2，而仅用于放电(电力运行)时，能采用图51中所示的电力转换器13a的配置。参考图51，在电力转换器13a中，与图1所示的电力转换器10相比，能省略用于控制DC电源B2的再生的开关元件S3的布置。即，能仅由二极管D3实现节点N2和电力线GL之间的“第三半导体元件”。同样在电力转换器13a中，能根据图12(并行升压模式)、图35(串行升压模式)或图49(其他模式)控制开关元件S1、S2、S4和S5的导通和截止。此外，在电力转换器13a中，还能省略主要为确保用于DC电源B2的再生电流的路径而布置的二极管D4。

此外，当不再生充电DC电源B1和B2的任何一个，而它们仅用于放电(电力运行)时，能采用图52所示的电力转换器14a的配置。参考图52，在电力转换器14a中，与图1所示的电力转换器10相比，能省略用于控制DC电源B1和B2的再生的开关元件S1和S3的布置。即，能仅由二极管D1实现节点N1和电力线PL之间的“第一半导体元件”以及能仅由二极管D3实现节点N2和电力线GL之间的“第三半导体元件”。同样在电力转换器14a中，能根据图12(并行升压模式)、图35(串行升压模式)或图49(其他模式)控制开关元件S2、S4和S5的导通和截止。此外，在电力转换器14a中，还能省略主要为确保用于DC电源B1和B2的再生电流的路径而布置的二极管D2和D4。

当在图43的电力转换器11中，在串行升压模式中甚至DC电源B1和B2中的一个都不能被再生时，操作被限制到电力运行操作，因此，不必提供开关元件S5b。

同样在并行升压模式中，例如，当不能再生DC电源B1和B2的任何一个并且操作限定到电力运行操作时，如从图25理解到，在通过开关元件S5b的通道方向上不产生电流。替选地，当不能再生DC电源B1和B2中的仅一个并且该DC电源执行电力运行操作时，如参考图28A至28C所述，无电流流过开关元件S5。如图49所示，在B1升压模式、B2升压模式、B1直接耦合模式和B2直接耦合模式的任何一个中，电流不流过开关元件S5(开关元件S5a和S5b)。

因此，当在第三实施例的电路配置(图43)中，甚至DC电源B1和B2中的一个都不被再生充电时，不总是需要从节点N2朝向节点N1的电流路径，因此，不必提供开关元件S5b和二极管D5b。即，“第五半导体元件”还被配置为仅具有接通和断开从节点N1朝向节点N2的电流路径的功能。

因此，当不再生充电DC电源B1，而仅用于放电(电力运行)时，还能采用图53中所示的电力转换器12b的配置，代替图43所示的电力转换器11。

参考图53，在电力转换器12b中，与图50中所示的电力转换器12a相比，布置用于控制从节点N1朝向节点N2的电流路径的形成/切断的开关元件S5a和二极管D5a，代替开关元件S5。即，在电力转换器12b中，与图43所示的电力转换器11的配置相比，省略布置用于控制DC电源B1的再生的开关元件S1，并且省略用于“第五半导体元件”的开关元件S5b和二极管D5b。如在电力转换器12a(图50)中，还能省略二极管D2。同样在电力转换器12b中，根据图47(并行升压模式)、图44(串行升压模式)或图49(其他模式)控制开关元件S2至S4和S5a的导通和截止。

当不再生充电DC电源B2，而仅用于放电(电力运行)时，还能采用图54中所示的电力转换器13b的配置，代替图43所示的电力转换器11。

参考图54，在电力转换器13b中，与图51中所示的电力转换器13a相比，布置用于控制从节点N1朝向节点N2的电流路径的形成/切断的开关元件S5a和二极管D5a，代替开关元件S5。即，在电力转换器13b中，与图43所示的电力转换器11的配置相比，省略用于控制DC电源B2的再生的开关元件S3的布置，并且省略用于“第五半导体元件”的开关元件S5b和二极管D5b。如在电力转换器13a(图51)中，还能省略二极管D4。同样在电力转换器13b中，根据图47(并行升压模式)、图44(串行升压模式)或图49(其他模式)控制开关元件S1、S2、S4和S5a的导通和截止。

类似地，当不再生充电DC电源B1和B2的任何一个，而它们仅用于放电(电力运行)时，还能采用图55中所示的电力转换器14b的配置，代替图43所示的电力转换器11。

参考图55，在电力转换器14b中，与图52中所示的电力转换器14a相比，布置用于控制从节点N1朝向节点N2的电流路径的形成/切断的开关元件S5a和二极管D5a，代替开关元件S5。即，在电力转换器14b中，与图43所示的电力转换器11的配置相比，省略用于控制DC电源B1和B2的再生的开关元件S1和S3的布置，并且省略用于“第五半导体元件”的开关元件S5b和二极管D5b。如在电力转换器14a(图52)中，还能省略二极管D2和D4。同样在电力转换器14b中，根据图47(并行升压模式)、图44(串行升压模式)或图49(其他模式)控制开关元件S2、S4和S5a的导通和截止。

配置不再生充电DC电源B1和B2的任何一个的电力转换器14b(图55)，使得由二极管D1实现“第一半导体元件”、由开关元件S2实现“第二半导体元件”、由二极管D3实现“第三半导体元件”、由开关元件S4实现“第四半导体元件”并且进一步地“第五半导体元件”仅具有接通和断开从节点N1朝向节点N2的电流路径的功能。这种配置对应于通过在多个操作模式之间切换用于在DC电源B1和B2与电力线PL和GL之间执行DC电力转换(DC/DC转换)所需的最小配置。在图52的电力转换器14a中，“第五半导体元件”被配置为具有除从节点N1朝向节点N2的电流路径外，还能够共同地接通和断开从节点N2朝向节点N1的电流路径的功能。

通过在电力转换器14a(图52)和电力转换器14b(图55)的配置中的“第一半导体元件”中进一步提供开关元件S1，能再生地充电DC电源B1(图51和54)。在这种情况下，如图51和54所示，二极管D2优选地反并联连接到开关元件S2。通过在电力转换器14a(图52)和电力转换器14b(图55)的配置中的“第三半导体元件”中进一步提供开关元件S3，能再生地充电DC电源B2(图50和53)。在这种情况下，如图50和53所示，二极管D4优选地反并联连接至开关元件S4。

还能在图50至55所示的电力转换器12a、12b、13a、13b、14a和14b中，应用基于开关元件S5或S5a的温度，根据第三实施例的变型的开关形式的开关控制。

如在电力转换器10(图1)或电力转换器11(图43)中，通过开关元件和二极管的集合实现“第一半导体元件”至“第四半导体元件”的每一个并且使“第五半导体元件”具有切断双向电流(从节点N1朝向节点N2的电流和从节点N2朝向节点N1的电流)的功能，能将再生充电应用于DC电源B1和B2。

尽管在本实施例中，已经示例和描述在电力转换器10和11的配置中，开关元件S1至S5(SB5)与电抗器L1和L2的连接关系，但不旨在将电力转换器10和11的构成元件限定到这些元件。即，在本实施例中，描述构成元件彼此“电连接”包含在构成元件之间存在其他电路元件或连接器端子，以及经由其他电路元件确保元件之间的电连接。

例如，当配置图1或43示例的配置，使得将在由DC电源B2、电抗器L1、开关元件S1和S2以及二极管D1和D2构成的常见升压斩波器电路中其余的电路部分(开关元件S3至S5、二极管D3和D4、电抗器L2和DC电源B2)组成为单独的单元并且该单元同样通过连接器端子电连接至升压斩波器电路时，实现根据本实施例的电力转换器和电源系统，只要所示的电路元件中的电连接关系相同。

应理解到本文公开的实施例在每一方面都是示例性的，而不是限制性的。本发明的范围由权利要求而不是上述描述限定，并且旨在包括在与权利要求的术语等同的含义和范围内的任何变型。

附图标记列表

5电源系统；10,11,12a,12b,13a,13b,14a,14b电力转换器；10#电力转换器(比较示例)；30负载；32逆变器；35电动发电机；36动力传动系；37驱动轮；100控制设备；101,102,111-118,121-126,201-203电流路径；211,212,213a,213b电流路径(回流路径)；250,251转换器控制单元；252,254减法部；210,220,225控制器；230控制单元；240载波生成部；B1,B2DC电源；CH平滑电容器；CHP升压斩波器电路；CW,CW1,CW2载波；D1-D4反并联二极管；DT,DT1,DT2占空比；GL,PL电力线；GND接地电压；IL,IL1,IL2电抗器电流；L,L1,L2电抗器；N1,N2节点；Pls1-Pls3导通损耗；Q1-Q4,S1-S4,S5a,S5b功率半导体开关元件；SB5功率半导体开关元件(双向开关)；SD,SD1,SD2控制脉冲信号；SG1-SG5控制信号；T0,T1,T2,T3时刻；Tx确定温度；VH输出电压；VH*电压指令值。