用于双模系统响应的超声波换能器系统和方法与流程

本申请要求保护2015年10月21日提交的、标题为“TWOTONEEXCITATIONOFULTRASONICTRANSDUCERSACROSSWIDETEMPERATURERANGEUNDERHEAVILYATTENUATEDPROPAGATIONMEDIUMINULTRASONICBASEDFLOWMETROLOGY”的美国临时专利申请62/244,422的优先权、其提交日期的权益，并且由此通过引用并入本文。关于由联邦政府赞助的研究或开发的声明不适用
背景技术：
：优选实施例涉及超声波换能器并且更具体地涉及针对这样的换能器使用两个音调激励脉冲频率的一种系统和方法。超声波换能器在本领域中已知用于传输超声波和检测所传输的波的反射或回波。这样的设备有时又被称为超声或超声波换能器或收发器。超声波换能器具有许多用途，包括水和气体流量计、消费设备、车辆安全、和医疗诊断。在这些和其他领域，换能器检测到的信号可以经过处理来确定距离，这可以进一步与定向处理或区域处理组合以结合二维和三维处理(包括图像处理)来确定流量、体积、形状以及多个方面。在现有技术中，以不同的方案实施流量计(例如，水或气体)，包括机械、电磁、和超声波。这样的计量器的现有技术包括具有被定向为在彼此之间传递信号(信号在管道内的通道中移动)的两个超声波换能器的系统。通常，所施加的脉冲(或一系列脉冲)激励两个换能器中的第一换能器，该第一换能器生成由这些换能器中的第二换能器在被测量为第一飞行时间(TOF)的一定时间量之后接收的波形。然后反向该过程，由此，对第二换能器施加一个或更多个脉冲，从而在这个颠倒过程中测量的第二TOF后，引起第一换能器接收波形。第一和第二TOF、以及微分TOF确定换能器之间(并且因此，沿着换能器所位于的介质)的传播介质的流速。为了精确目的，然而，确定TOF的准确度可能至关重要，而同时在实现期望的准确度时平衡效率考虑因素通常也是非常重要的考虑因素。准确测量TOF取决于许多因素，包括TOF测量过程中充分激励和检测到两个方向中的每个方向中的波形。为此，本领域中已知的是，换能器系统具有谐振频率，并且通过在这个谐振频率附近或这个谐振频率处激励换能器来提高准确度，该谐振频率通常在相当窄的带宽内。然而，关键困难在于谐振频率可能是未知的或不断变化的。例如，系统谐振频率可以基于传播介质温度、杂质或组合物、沉淀、沉积或换能器老化、以及不同制造商之间或甚至同一制造商的换能器的可变性而变化成为可变的。而且，在本领域中一旦采用了流量计，不断监测这些变化并调整激励脉冲频率就变得越来越困难。进一步地，在初始制造过程中设置每个单独系统的静态激励频率可能成本高昂并且一旦在本领域采用该系统不一定可靠，之后，系统谐振频率可能临时或永久变化，其中在这种情况下，静态工厂设置可能不再以最佳方式生成谐振回波和准确的TOF测定。鉴于以上讨论内容，本发明人寻求改进现有技术，如以下进一步详述的。技术实现要素：在一个优选实施例中，存在一种换能器系统。该系统包括换能器和用于在激励期内施加激励波形来激励该换能器的电路。用于施加的所述电路包括：(i)用于施加处于第一频率的第一波形的电路；以及(ii)用于施加处于不同于该第一频率的第二频率的第二波形的电路。还公开和要求保护许多其他创造性方面。附图说明图1展示了一种流量计换能器系统的图解。图2展示了图1中的流量计换能器系统的激励和响应波形的序列图。图3展示了图1中的处理器的第一操作方法的流程图。图4描绘了根据一个优选实施例的检测回波波形中几个周期的多个样本。图5展示了换能器流量计系统(诸如图1中的系统10)的频率响应图。图6展示了第一流量计系统(诸如图1中的系统10)的四个频率响应图，其中每个图对应于不同的温度。图7展示了图1中的处理器的第二操作方法的流程图。图8描绘了根据一个优选实施例的具有两个音调频率的脉冲的序列。图9A至图9G展示了所传输的脉冲串PT的数字样本集和所接收到的回波波形EVM的数字样本集，其中，针对这些集合的不同时间偏移位置进行了不同的时间偏移相关性测量。图10展示了总体上正弦曲线，作为对UPS波形与DNS波形之间的模拟相关性的描绘。图11展示了来自UPS波形与DNS波形的相关性的三个周期的局部图。具体实施方式图1展示了一种流量计换能器系统10的图解。在该初始段描述的系统10在本领域中是已知的，但该系统还包括在以下详述的优选实施例中并且结合其进行了改进。系统10包括管道12，诸如水或气体等材料可以流过该管道，并且在图1中为了参考目的，显示流向从右到左。第一换能器TR1和第二换能器TR2位于管道12内。邻近换能器TR1的是反射器R1，而邻近换能器TR2的是反射器R2。每个反射器Rx被定向成与其相应的邻近换能器TRx传递信号并且还将信号传递至另一个反射器。因此，如图1中的管道12内的虚线所示，换能器TR1将信号传递至反射器R1，该反射器R1将该信号反射到反射器R2，该反射器R2将该信号反射到换能器TR2。同样，换能器TR2将信号传递至反射器R2，该反射器R2将该信号反射到反射器R1，该反射器R1将该信号反射到换能器TR1。最后，诸如数字信号处理器、微处理器、微控制器或某种其他电子电路等的处理器14接收来自时钟16的时钟信号，并且处理器14联接至换能器TR1和换能器TR2二者以便激励任一换能器TRx传输信号和处理相应接收的另一个换能器的信号，如以下进一步探讨的。时钟16通常是具有1-24MHz的范围内的速度的低功率(例如，功耗～140μA/MHz)晶体振荡器。图2展示了图1中的流量计换能器系统10的序列图，其中，所展示和首先描述的序列在本领域中也是已知的，但其还包括在以下详述的优选实施例中并且结合其进行改进。总体上，图2表示在从第一换能器TR1到第二换能器TR2的第一方向上的第一传输，然后在从第二换能器TR2到第一换能器TR1、与第一方向相反的第二方向上的第二传输。为了参考目的，示出了第一方向并且在图1中的管道12的背景下被称为下游(DNS)，并且示出了第二方向，并且在图1中的管道12的背景下被称为上游(UPS)。请看DNS时间线，在时间t0处，处理器14或者直接或者经由额外电路(未示出)来对换能器TR1施加激励脉冲串，作为响应，该换能器TR1传输相应的超声波脉冲串信号，其中，所施加的和所传输的脉冲串均由诸如10到40个这样的脉冲的多个脉冲组成，因此显示在时间t0开始而在时间t1结束。所传输的脉冲定向于反射器R1，该反射器R1将这些脉冲反射到反射器R2，朝向换能器TR2反射。时间随着这些信号沿着通道传递而流逝，该通道包括管道12内部的部分和那个管道内的任何材料，即，总体上沿着图1中所示的虚线。这个时间在本领域中被称为飞行时间(TOF)。因此，DNSTOF发生在时间t0与t2之间，或者其可以相对于来自那些时间中任一时间的一定的已知偏差来测量。在时间t2处，第二换能器TR2开始对第一换能器TR1传输的脉冲作出响应，如在时间t2开始的所接收信号所示。联接到第二换能器TR2的处理器14可运行用于对这个接收到的信号采样。为此，处理器14通常被编程为在时间t2处的预期响应稍稍靠前的时间处开始捕获来自第二换能器TR2的信号。虽然接收的信号是模拟信号，但所捕获的样本通常为数字形式，模数(ADC)转换也包括在采样中，作为处理器14或额外中间设备(未示出)的一部分。而且，采样率通常(但不一定)是脉冲频率fPLS或整个脉冲串频率或标称或预期谐振频率的倍数(例如，四倍或五倍)。对于每个样本，存储样本振幅Sx，并且还优选地存储采样何时进行的相应采样时间stx。注意，采样时间stx可以是实际时间或基于时间或样本数量中任一个的计数(其由此可以基于样本周期来表示时间)。为了参考目的，因此，每个样本可以由数据对(Sx，stx)来表示。在任何情况下，理想上，在时间t2处所接收到的信号通常将会朝着在时间t3处的峰值振幅增大并且之后衰减，这是因为所传输的脉冲响应于和由于接收换能器TR2的电阻/电感/电容(RLC)性质而产生振荡响应。然后，在时间t4处前，所接收到的信号将会衰减至零或非零状态。在时间t5处，其优选地是在换能器TR2处所接收到的信号的振幅已经充分下降之后的某个时间，处理器14将系统10的传递方向反向，诸如经由多路复用器(MUX)操作。因此，在稍后时间t5处，以上过程进行重复，但是方向反向(即，UPS)，也就是从第二换能器TR2到第一换能器TR1。因此，从前述讨论中，本
技术领域：
的技术人员将认识到在时间t5处，处理器14对第二换能器TR2施加频率fPLS下的激励脉冲串，从而引起该第二换能器开始发出相应的脉冲串，其中，激励和结果传输脉冲串均由定向于反射器R2的与DNS脉冲相同数量的脉冲(例如，10到40个)组成(并且因此经历时间t6)，该反射器R2将这些脉冲反射到反射器R1，朝着换能器TR1反射。这些脉冲的TOF之后，在时间t7处，第一换能器TR1开始响应于第二换能器TR2传输的脉冲，其中，换能器TR1所接收到的信号再次被检测到、转换成数字，并且被处理器14采样，从而朝着时间t8处的峰值振幅增大，并且之后在时间t9前衰减到零或非零水平。鉴于图2的时序，使用稍后详述的优选实施例方法，处理器14可运行(例如，经由适当的编程)用于确定UPSTOF、DNSTOF以及UPSTOF与DNSTOF的相对差异。从这些测量中，基于以下方程1可以计算经过管道12的流速.其中，L是第一换能器TR1与第二换能器TR2之间的通道路径的长度；TR12是DNSTOF；TR21是UPSTOF；并且v是流速。因此，从方程1中应注意，流速与DNSTOF和UPSTOF、以及它们之间的差异直接相关。因此，处理器14可以测量一组UPSTOF和DNSTOF、或多组，并且相应地基于这些测量确定流速。而且，TOF测量的准确度直接影响速度测定的准确度。如预期的，如果流动朝一个方向，则该方向上的TOF应小于相反方向上的TOF。而且，如果管道12中没有流动(或者是空的)，则UPSTOF与DNSTOF应相等。然而，这种预期表示理想设备和条件。然而，发明人已经意识到不同的因素会影响这些考虑因素并且可能在流动测量计算时引起错误。例如，换能器TR1和TR2中的每一者具有标称谐振频率，使得名义上，每一者还应在该频率或最接近该频率的频率处被激励。然而，基于制造可变性以及随时间的可能变化，换能器的实际谐振频率可能偏离其标称值，由此造成阻抗失配和改变通道谐振频率。结果，基于标称预期系统谐振频率使用信号激励换能器可以在另一个换能器的接收到的信号中引起欠最佳响应。老化也可能影响每个换能器并且也影响管道12中的通道，这必定是总体双向分析系统的一部分。例如，沉淀可以形成或改变，由此改变总体系统谐振频率。再一次，因此，如果通过该系统传输非谐振频率激励信号或脉冲，则在接收换能器处的响应(包括其对传输和接收换能器之间的阻抗失配的灵敏度)将欠最佳并且因此更易于发生测量/检测错误。影响谐振的其他因素可以包括同一制造商的设备的可变性或不同制造商的设备的可变性。另外的其他因素是波传递通过的介质和系统(并且具体是换能器)暴露在的温度。鉴于本领域的技术人员确定的这些和其他考虑因素，优选实施例对系统10实施额外的改进，如以下进一步探讨的。图3展示了系统10的处理器14的操作方法30的流程图，其可以根据处理器和/或计算设备可读介质(包括硬件、固件、软件、或其任意组合)中存储的适当指令来实施。通过介绍，方法30包括迭代方法：首先相对于可估计的中心谐振频率响应来估计在3dB点的两个不同的频率，之后另一个方法一次激励一个换能器，其中，激励信号是在如此确定的两个不同频率处的一系列脉冲。方法30从步骤32开始，其中，处理器14初始化扫频循环计数器SLC＝1，其中如稍后演示的，在方法30中，在所有NDL循环中，随着每个循环SLC计数(并且递增)，以便每个NDL循环对换能器施加单音脉冲串，并且之后评估对单音脉冲串的回波波形响应。接下来，方法30继续进行到步骤34。回顾以上内容，一个优选实施例在每个NDL循环施加一个不同的脉冲串频率。因此，步骤34确定那些NDL循环的数量。在所示方法中，处理器14确定NDL的期望数量，也就是，相应的单音脉冲串施加于换能器的次数。在一个优选实施例中，所有NDL循环的组合将总体上对所有频率带宽扫频，换言之，第一循环脉冲在一个频率，接下来，下一个循环在下一个频率等等，以便完成所有NDL循环，由此覆盖值BWSWEEP指示的整个带宽。而且，每个循环频率与前一个循环频率分开频率分割值FPV。因此，在步骤32，总带宽BWSWEEP被分割成NDL循环，其中NDL被设定为BWSWEEP除以频率分割值FPV，由此将带宽分成不同的频率，使得每个不同的循环提供相应不同频率处的脉冲串。例如，假设BWSWEEP＝200kHz，并且还假设对那些200kHz的扫频的每次迭代的期望分割是FPV＝5kHz。在该情况下，NDL＝BWSWEEP/FPV＝200/5＝40，其如以下所示将由此以5kHz间隔对200kHz带宽进行扫频，在100kHz开始并且针对所有NDL+1个脉冲串。接下来，方法30继续进行到步骤36。在步骤36，处理器14初始化脉冲频率值fPLS，该脉冲频率值如稍后所示指示传输单音脉冲的脉冲串集中的每个脉冲的频率。由于步骤36初始化fPLS，并且在一个优选实施例中，在整个带宽的一端设置第一(即，初始化)值，所有NDL+1个脉冲串将扫频该带宽。为了实现这种设置，步骤36将fPLS设置为等于系统10的标称、或估计、或近似的频率谐振减1/2BWSWEEP。应注意，标称、或估计、或近似频率谐振在此方面最终可能远离实际系统谐振，但步骤36表示起点，诸如可以非正式地或从制造商规格中推导出来，其中，后面的步骤将集中于在实际谐振频率处或附近激励系统。在任何情况下，作为数字实例，假设(例如，通过制造商或经验测试)指定系统10具有200kHz的标称、估计、或近似谐振频率，并且回顾以上实例，其中，BWSWEEP＝200kHz。因此，在步骤36中，fPLS＝200kHz-1/2(200kHz)＝100kHz。接下来，方法30继续进行到步骤38。在步骤38中，选择两个换能器之一以开始传输脉冲，因此，为了实例目的，在方法30中，选择了换能器TR1。应注意，为了标识最大振幅响应，由于存在单通道响应，两个流方向中只有一个方向需要分析，因此，对于步骤38，选择这两个换能器中的哪个换能器用于传输没有关系。因此，对于步骤38的第一实例，也就是，其中SLC＝1，则举例来讲，换能器TR1(其相反也可能是换能器TR2)传输具有本领域的技术人员可以选择的多个脉冲(例如，40个)、在步骤36中确立的脉冲频率fPLS下的第一脉冲串。因此，针对早先给出的数字实例，对于这个第一情形，传输每个脉冲在fPLS＝100kHz下的第一脉冲串。接下来，方法30继续进行到步骤40。在步骤40中，评估条件来确定扫频循环计数器SLC是否超过期望的NDL循环数量，所有这些循环将对整个期望的带宽BWSWEEP扫频。如果步骤42没有发现SLC＞NDL，则方法30继续进行到步骤42，而如果SLC＞NDL，则方法30继续进行到步骤44。在步骤42中，与进行传输的换能器相对的换能器(因此，当前实例中，是TR2，在系统10中与传输换能器TR1相对)响应于换能器TR1传输的脉冲来接收回波波形。因此，当换能器TR1传输脉冲时，则在步骤42，处理器14对换能器TR2接收的回波波形振幅Sx进行采样(或者以相反方式，如果换能器TR2已经传输了脉冲，则步骤46对换能器TR1接收的回波波形进行采样)。如先前介绍的，优选实施例优选地以数字方式(即，经由ADC)以一定速率采样，使得每个接收到的波形的周期取多个样本，其中，举例来讲，速率是平均传输频率的倍数。可以存储每个样本Sx，尽管在一个替代性优选实施例中，并且出于后来明显的原因，仅最大样本值存储用于SLC的给定循环索引。接下来，方法30继续进行到步骤46。在步骤46，进行两项操作来为下一次迭代准备方法30的循环部，也就是，相对于方法循环的直接在前(immediatelypreceding)的迭代的脉冲频率以增大的频率fPLS方便下一次连续脉冲串传输。更具体地，步骤46使扫频循环计数器SLC递增。此外，步骤46将当前频率fPLS增加先前结合步骤34所讨论的频率分割值FPV。使用以上数字实例，因此，回顾FPV＝5kHz，并且针对方法30的循环的第一次迭代，注意fPLS＝100kHz。因此，针对达到步骤46的第一次迭代，接着，扫频循环计数器SLC从一递增到二，并且脉冲频率fPLS从100kHz递增到105kHz(即，fPLS＝fPLS+FPV＝100kHz+5kHz)。在继续进行之前，还应注意本讨论内容考虑到NDL循环上使频率从BWSWEEP的相对低值增加到相对高值，然而，在一个替代性优选实施例中，反向发生，由此NDL循环以相对高的频率开始并且接着降低，在这种情况下，步骤46将降低当前频率，而不是增加当前频率。在任何情况下，步骤46之后，方法30返回至步骤38的下一次迭代，使用步骤46的直接在前的调整。因此，在步骤38的这下一次迭代中，换能器TR1传输具有多个期望脉冲(例如，又是40个)的下一个连续脉冲串，其中，以现在增加的频率fPLS传输每个脉冲。因此，对于步骤38的第二情形，换能器TR1以125kHz频率传输第二脉冲串中的每个脉冲。本领域的技术人员从以上内容中认识到，方法30初始化步骤和循环执行迭代方法，使得换能器(例如，TR1)传输所有NDL+1个脉冲串，其中，每个脉冲串具有相应单音或频率处的脉冲。具体地，在当前实例中，循环继续使扫频循环计数器SLC递增，直到其达到41个脉冲串，其中，每次递增还对应于以5kHz的增量的传输的脉冲串。当SLC＞NDL时，认为步骤40的条件为真，在当前的数字中，当41＞40时，也就是，在第41个脉冲串已经被传输之后，认为步骤40的条件为真。因此，在所提供的实例中，相应的不同频率fPLS在所有NDL+1个脉冲串当中线性地增加。下表1再次针对标称谐振频率＝200kHz、BWSWEEP＝100kHz并且FPV＝5kHz的实例展示了全部脉冲串的代表性数量。SLCfPLS1100kHz2105kHz3110kHz4115kHz5120kHz6125kHz●●●●●●39290kHz40295kHz41300kHz表1因此，表1总结了每个脉冲串相对于其前一个或下一个脉冲串的线性增加的一般模式，使得NDL+1个脉冲串整体对整个期望的带宽扫频，该带宽可以确立有值BWSWEEP，大致以系统10的估计标称谐振频率为中心。再进一步地，应注意替代性优选实施例使用除了脉冲串以外的换能器激励波形(也就是，其他类型的、周期性并且具有已知振幅和频率的信号)激励换能器，其中，这样的信号每个优选实施例被进一步修改成具有多个分区，其中，每个分区在激励周期(例如，图2中t0与t1之间)中具有不同的相应频率。例如，一个替代性激励波形可以是谐振电路产生的具有已知振幅和频率的连续正弦信号；因此，如果表1应用于这样的波形，则第一正弦曲线被应用作为处于100kHz的激励信号，然后是第二正弦曲线被应用作为处于105kHz的激励信号等等，直到最后的正弦曲线被应用作为处于300kHz的激励信号。在任何情况下，因此，换能器激励背景下的术语“波形”优选地包括这样的其他变化。在任何情况下，一旦在不同频率处的波形扫频完成，如在图40中的肯定结果所指示的，方法30以步骤44继续。在步骤44，处理器14确定在步骤42中收集的最大振幅样本中的最大值。换言之，在前述内容已经存储了与NDL+1个不同脉冲串频率相对应的NDL+1个最大振幅情况下，步骤44标识那些NDL+1个振幅中的最大振幅。应注意，在一个优选实施例中，仅绝对最大振幅被检测到并且是足够的；然而，如果计算复杂性不是问题，则可以实施包络检波器来标识那些存储的振幅当中(和之间)的最大振幅点。在图3中，因此，步骤44被显示为所有最大样本Sx的最大函数。举例来讲，因此，图4展示了根据所传输的不同频率脉冲串之一的总体上正弦曲线SC1(虚线所示)作为对换能器TR2接收的模拟波形之一中若干周期的描绘，其中，所示的具体波形包括回波波形实现的最大振幅Smax。进一步地，因为在优选实施例中，对所接收的波形进行数字采样，则沿着曲线SC1的圆表示这样的样本的时间，其中，出于实例目的，假设采样率是所展示的波形周期的频率的大致八倍，所以每个展示的波形周期包括大致八个样本(即，八个圆)。因此，沿着曲线SC1的一个具体的圆表示峰值样本振幅Smax，返回到图3，容易在步骤中确定该峰值样本振幅，诸如通过检查整个样本振幅集中的绝对值。接下来，方法30继续进行到步骤48。额外参照图4来进一步认识步骤48。回顾图4展示了步骤44检测通过NDL+1个波形中的任何波形实现的最大振幅Smax，其中，那些波形中的每个波形与不同的单音激励脉冲串相对应。图4中还示出了相对于该最大值减小的水平，其中在一个优选实施例中，发现减小量是最大值Smax的0.707倍。因此，在一个优选实施例中，相对于Smax标识等于70.7％的预定百分比(其在本领域中已知与3dB点相对应)，并且然后步骤48标识处于步骤44检测到的脉冲串之前的频率处的哪个脉冲串在3dB点具有相应的最大值，和处于步骤44检测到的脉冲串之后的频率的哪个脉冲串在3dB点具有相应的最大值。例如，假设步骤44检测到在所有NDL+1个回波波形当中实现的最大最大值是1.0伏，在这种情况下，步骤48标识具有最接近于是1.0伏的0.707倍(也就是，具有最近于0.707伏的峰值)的最大峰值的之前或之后的波形中的每个波形。而且，因为换能器的振荡性质、和对具有所有NDL+1个脉冲串的整个带宽的扫频，低于步骤44检测到的波形的频率的频率引起的一个波形将具有最接近0.707伏的Smax，并且同样高于步骤44检测到的波形的频率的频率引起的一个波形将具有最接近0.707伏的Smax。步骤48标识这两个波形，并且其还标识每个这样的波形的相应脉冲串频率，其中，为了参考，这样的频率在下文中针对在步骤44检测到的波形之前的那个波形被称为fxb，并且针对在步骤44检测到的波形之后的那个波形被称为fxa。因此，在比引起步骤44中检测到的波形的激励频率低的激励频率之前并响应于其，在频率fxb下传输的脉冲串引起回波波形，并且由频率fxb和由较低的激励频率产生的回波波形具有低于步骤44检测到的波形的最接近于3dB的最大振幅。类似地，在比引起步骤44中检测到的波形的激励频率高的激励频率之前并响应于其，在频率fxa下传输的脉冲串引起回波波形，并且由频率fxa和由较高的激励频率产生的回波波形具有低于步骤44检测到的波形的最接近于3dB的最大振幅。优选地存储两个频率fxb和fxa以供在下述优选实施例方法中额外使用。因此，如图3中所示，方法30在下面的步骤50结束，如步骤50所示。鉴于前述内容，到目前为止应注意本说明已经介绍了一种优选实施例装置和方法，该方法在第一组步骤中发出多个脉冲串给系统中的两个换能器中的第一换能器，其中，每个相应串中的脉冲频率扫频预定带宽。响应于脉冲串，在系统的两个换能器中的第二换能器中诱发回波波形，并且处理器对那个波形进行采样来确定波形中的近似最大值。从那些波形中的、具有处于整个带宽的最大峰值的一定百分比(例如，70.7％)处的相应峰值的两个波形中，在所标识的最大值前后标识第一和第二频率。根据这样的方面和如下所述，优选实施例进一步操作从而之后首先使用第一频率和第二频率中的一个频率激励每个系统换能器，紧跟其后使用第一频率和第二频率中的另一个频率激励来激励该同一个换能器，以便产生检测TOF测量值和由此改进例如(并且还稍后所示)的与系统相关联的速度测量值的改进方式。关于这样的进一步优选实施例的额外细节稍后进行探讨，以下讨论了用于标识为了后续激励每个系统换能器而标识的第一和第二频率的一个替代性优选实施例。通过进一步详细阐述的方式，图5展示了换能器流量计系统(诸如图1中的系统10)的频率响应图。示出了沿着水平轴的频率和沿着纵轴的检测到的振幅响应。对于给定的系统，因此，可以看出单峰响应发生在大致162kHz。而且，还可以观察到，系统甚至在其3dB点具有相对宽的带宽，3dB点发生在大致1.4伏，并且因此，在156kHz与172kHz频率之间。在此方面，因此，由于上述优选实施例将在那些3dB点激励系统，可充分检测到响应以便提供用于检测TOF测量值的合理措施。然而，通过进一步对比的方式，图6再次展示了换能器流量计系统(诸如图1中的系统10)的频率响应，但在图6中，示出了不同的绘图，其中，每个绘图与在不同相应温度下的频率响应相对应。将温度变化考虑在内，因此，应注意，当频率在160kHz到170kHz范围内扫频时，第一谐振频率发生，而对于同一系统，在不同温度变化下，第二谐振频率发生在210kHZ到220kHZ范围内。这些发现表明在此被称为双模频率谐振的事物，也就是，具有两个不同峰值频率的事物。相应地，在一个替代性优选实施例中，对方法30的步骤44和48(参见图3)进行了修改以便确定是否存在被充分的频率带宽分开的两个不同最大值，以便表明双模系统。如果这样的确定发现两个这样的值，则步骤48被修改为与先前的优选实施例中的3dB点不一样的fxb和fxa，而是处于两个不同(但分开一定带宽)的峰值频率响应中的中心频率(或其近似值)。因此，当系统10稍后被步骤48的两个频率激励时，那些频率将处于预计是图6中的峰值范围的频率范围内。因此，应注意，例如在具有已知单谐振频率峰值或双模频率响应中任一个的换能器系统中，该优选实施例是有效地，其中，显示在温度不断变化的环境下预计到具有双模频率响应的换能器系统。图7展示了系统10的处理器14的额外操作方法60的流程图，并且为了实现以上介绍的不同方面。通过介绍方式，方法60包括用于一次激励一个换能器的迭代方法，其中，激励信号同样是一系列脉冲，其中，脉冲频率被改变成使得第一脉冲集使用频率fxa而第二脉冲集使用频率fxb，其中在图3的步骤48中确定两个这样的频率。对于每个被激励的换能器，在接收换能器处对相应的回波波形采样，其中，相关性方法用于确定DNSTOF、UPSTOF、以及那些TOF之间的差异，之后，根据方程1确定流速和流量。在图7和之后提供的图中示出了额外细节。方法60以步骤62开始，该步骤确立方向索引d。如从其余的讨论内容中更好理解的，方向索引d方便了针对第一方向(即，d＝1)的频率脉冲传输，稍后然后是针对第二方向(即，d＝2)的频率脉冲传输。因此，在步骤62中，方向索引d初始化为值1。接下来，方法60继续进行到步骤64。在步骤64，换能器TRd，指系统10的、索引d作为其脚本的换能器，在频率fxb下传输多个NPLS/2脉冲。在优选实施例中，NPLS是脉冲串中的脉冲数量，其中，在一个先前的实例中，提到脉冲串是40个脉冲，所以在此同样认为NPLS＝40。在步骤64，该数量除以二，所以在NPLS＝40的实例中，针对步骤64的第一情形，其中步骤62初始化为d＝1，接着换能器TR1在方法30确立的频率fxb下传输NPLS/2＝40/2＝20个脉冲。通过图示方式，因此，图8描绘了这样的脉冲的第一序列，每个脉冲具有相同的频率fxb，由此表示总计NPLS/2＝20个脉冲。接下来，方法30继续进行到步骤66。在步骤66，换能器TRd在频率fxa下传输NPLS/2个脉冲。因此，在也传输NPLS/2个脉冲的步骤64之后，步骤66同样这样做，但在不同(并且更高)的频率fxb下。因此，应注意，先前的步骤64在第一频率处激励换能器，该第一频率被估计或确定为最大响应频率的一侧上或与双模系统中的第一峰值响应相对应的近似第一3dB点频率，而步骤66在一定频率处激励换能器，该频率被估计或确定为最大响应频率的另一侧上或与双模系统中的第二峰值响应相对应的近似第二3dB点频率。以此方式，因此，两个不同的频率(有时被称为音调)用于激励给定脉冲串的换能器并且在相对换能器中引起相应的回波波形。接下来，方法60继续进行到步骤68。在步骤68，换能器TRopp(指系统10中与换能器TRd相对的换能器)响应于换能器TRd传输的脉冲接收回波波形。因此，当换能器TR1传输脉冲时，则步骤68对换能器TR2接收的回波波形进行采样，并且以相反的方式，当换能器TR2传输脉冲时，则步骤68对换能器TR1接收的回波波形进行采样。根据步骤68进行采样可以遵循以上关于图3的步骤44中所讨论的相同的各个原理，由此以数字方式在某一频率处对所接收到的回波波形进行采样，使得每个回波波形周期捕获多个样本。接下来，方法60继续进行到步骤70。在步骤70，处理器14确定传输换能器TRd与接收换能器TRopp之间的绝对TOFd-opp。稍后提供了这样的确定的一个优选实施例的讨论，并且通过介绍方式优选地通过使传输的波形与所接收到的回波波形的数字采样相关来实现这样的确定。接下来，方法60继续进行到步骤72。在步骤72，评估条件来确定双音脉冲串序列(也就是，每个具有处于一个频率的第一脉冲集、然后是处于另一个频率的第二脉冲集)是否已经在UPS和DNS两个方向上传输。具体地，评估方向索引d以确定其是否达到值2。如果d小于2，则方法30继续进行到步骤74，其中d递增并且方法60返回到步骤64，由此在方法60中产生循环。具体地，返回至步骤64，两个换能器中的另一个换能器在与步骤64(和66)的之前情形相比的相反方向上传输两个集合上的NPLS脉冲，第一NPLS/2脉冲集在步骤64中在频率fxb下传输，而第二NPLS/2脉冲集在步骤66中在频率fxa下传输。因此，当第一NPLS脉冲集在第一方向上从换能器TR1传输至换能器TR2时，然后第二次迭代(即，针对d＝2)引起第二NPLS脉冲集在第二方向上从换能器TR2传输至换能器TR1，其中，NPLS脉冲再次包括第一和第二音调传输。一旦NPLS脉冲由此在第二方向上传输，则步骤68和70再次发生，这时对换能器TR1接收的回波波形进行采样并且确定换能器TR2与换能器TR1之间的绝对TOF。接下来，方法60继续进行到步骤76。在步骤76，处理器14确定ΔTOF，也就是，步骤70的前两次迭代确定的TOF的差异，也就是，UPSTOF与DNSTOF确定之间的差异。如以下详述的，步骤76测定的一个优选实施例将所接收到的DNS和UPS回波波形彼此相关，其中，两者之间的时间偏移表示ΔTOF值。还如稍后解释的，因为双音信号用于产生每个回波波形，所以实现更稳健且准确的相关性测量值，由此改进ΔTOF的准确度和可靠性。进一步地，在此方面，步骤76之后，在步骤78，处理器14确定通过将步骤70的UPSTOF和DNSTOF值、以及步骤76的ΔTOF替换进方程1中优选地实现的流速v。而且，由于在此描述的过程改进了那些替换值中的每个值，所以最终改进了步骤78速度v的测定。图9A至图9G展示了一个优选实施例中用于完成上述步骤70的相关过程的图形表示。回顾步骤70确定绝对TOF，也就是，一个换能器TRd传输的脉冲串PT与其相对应的、在相对换能器TRopp接收的回波波形之间的TOF。通过对这些图介绍的方式，因此，相关性是两个信号彼此的时间偏移逐步比较，其中针对每个步骤，比较是在与前一/后一步骤不同的时间偏移位置。相关性(如果达到合适且期望的结果)确定了两个比较信号时间上最接近/最佳对准。如以下讨论内容演示的，这样的时间可以用作完成、或参考，以便确定绝对TOF段。同样作为TOF的分量与本讨论内容相关的是，已知脉冲串PT开始时间(例如，图2中的t0)与回波波形开始出现的时间(例如，图2中的t2)之间已知将过去一定时间量；为了讨论目的，这个时间被称为初步偏移时间ptofs。如同样稍后详述的，应注意可以用数学方式以各种形式表示相关性，诸如一个样本集相对于另一个样本集的随时间的积分(或点积)，其中，数学结果中的最大值提供最佳对准的指示。首先看图9A，该图旨在展示具有所传输的脉冲串PT的400个样本的数字样本集和具有所接收到的回波波形EVM的(或在估计回波波形到达的预计时间时所接收到的信号的)400个样本的数字样本集。供参考，在这些图中，每个集合中的第一和最后一个样本被分别编号为1和400。应注意，具有相同数量的样本用于简化本实例，而在一个优选实施例中，长度(即，样本数量)针对回波波形比针对脉冲串更大。图9A中的垂直方向旨在描绘时间对准，如以下进一步明显的，由此一个样本集中的样本与另一个样本集中处于相同垂直时间对准的样本相关。这些相同的表示在剩下的图9B至图9G中发生，并且在后面的图中，每个表示两个样本集相对于彼此进一步时间偏移的情况，从而表示样本集的不同时间位置比较，作为相关过程的一部分。更详细地看图9A，初步偏移时间偏移ptofs之后，PT样本集和EVM样本集在起始相关时间ct0上对准。在这个时间对准时，对每个样本集和在相同垂直位置上对准的样本集进行相关性测量；然而，在图9A中，PT样本集中的400个样本没有一个与EVM样本集中的400个样本中的任何样本垂直时间对准。因此，比较的数学实施方式将产生零输出(忽略任何噪声)，这是因为在相同垂直对准时，每个样本集与零实体比较。接下来看图9B，该图表示相对于图9A向左移位一个时隙的样本集EVM，由此在按顺序下一个相关时间ct1发生。在这个新的时间对准时，再次对每个样本集和在相同垂直位置上对准的样本集进行相关性测量；与图9A中的情况一样，然而，再次在图9B中，PT样本集中的400个样本没有一个与EVM样本集中的400个样本中的任何样本垂直时间对准。因此，数学比较将产生零输出，这是因为再次在相同垂直对准时，每个样本集与零实体比较。事实上，应注意图9C再次展示了相同的结果，因为图9C描绘了相对于图9B向左移位另一个时隙的样本集EVM，由此在按顺序下一个相关时间ct2发生。关于相关性的所有其他情形，在给定时间对准时，再次在处于相同垂直对准位置的样本集与数据之间进行相关性测量，但再一次在图9C中，PT样本集中的400个样本再一次没有一个与EVM样本集中的400个样本中的任何样本垂直时间对准，由此再次产生零输出。本领域的技术人员将认识到，这个过程将重复持续接下来的两个相关时间(ct3和ct4，未示出)，关于那些时隙，两个样本集之间仍然没有时隙重叠。接下来看图9D，该图表示相对于图9C向左移位三个时隙的样本集EVM，由此在相关时间ct5发生。在这个新的时间对准时，再次对每个样本集和在相同垂直位置对准的样本集进行相关性测量；与前面的图9A至图9C情况相同。然而，在图9D中，应注意EVM样本时隙中的第一样本(即，样本1)与PT样本集中的最后一个样本(即，样本400)对准。因此，这些单个样本的对准产生的数学比较将产生大于零的输出，但由于每个集合中的其余399个样本没有与相对集合中的样本对准，所以总体相关性结果仍然是相对小的数字。以上单个时隙移位和相关性测量继续进行，如其余的图9E、图9F和图9G中所表示的。通过任意实例的方式，因此，图7E表示相对于图9D样本集向左移位十一个时隙的样本集EVM，由此在相关时间ct16发生，因此，在图9E中，相应集合中的更多数据样本与相应的时隙对准，与图9D相比较，这将产生增加的相关性测量值。图9F表示相对于图9E向左移位许多额外时隙的EVM样本集，由此在相关时间ct404发生。因此，图9F旨在展示两个样本集完全对准的时间点。再次对于此时隙对准，进行相关性测量，并且结果的值将最终证明是所有最终完成的相关性测量值中的最高值。这个最高值因此将确认在时间ct404发生的最佳匹配，所以由此指示的404个时隙可以添加到初步偏移时间ptofs，由此提供脉冲串PT与产生的回波波形EVM之间的总绝对TOF。进一步地，在此方面，最后，图9G指示正在进行的相关性过程，EVM样本集继续向左移位额外的时隙，并且在每个时隙，获得相关性测量值，以便全面评估两个样本集相对于彼此的可能时间对准。随着移位以此方式继续进行，然而，相应相关性测量值将小于图9F中完全对准的样本的相关性测量值。已经概括表示和描述了相关性，应注意其可以用本领域的技术人员想到的各种方式实施。在一个优选实施例中，使用以下方程2，该方程可以容易编程到处理器14的运行中：其中，r1是所接收到的(UPS或DNS)波形；r2是基准(DNS、UPS或TX)波形；l1是r1的长度(样本的数量)；l2是r2的长度(样本的数量)；并且k＝(0..(l1-l1))且(l1＞l2)。已经描述了各优选实施例方面，通过返回到图9F，现在观察到关键效益。在图9F中，应注意脉冲串PT样本集中的样本必要地反映图8中展示的双音信号的频率。即使系统10具有未知或不断变化的谐振频率，图8中所示的两个频率将在回波波形中引起足够高的响应，如通过与脉冲串相关可容易检测到的。因此，EVM样本集具有其最大幅度，也就是，对两个频率的峰值响应，由此改进该最大值的时间可确定性。确切地，关于该最大振幅之前或之后的时隙，与最大峰值发生时隙中的EVM响应相比较，EVM响应将立即开始减小。的确，因为优选实施例使用双音脉冲串，该减小不仅仅在EVM信号中发生，而且同样其还出现在相关性测量值中，也就是，峰值发生时隙的相关性将容易比其周围接下来的最高峰值更高。因此，每个优选实施例应可容易解决与峰值发生时隙的相关，使得在相关性中仅确定单个峰值，由此提高相关性的准确度。更准确的相关性进而在正确谐振发生时隙确定时提供相应的准确度。如先前介绍的，谐振发生时隙的时序则容易添加到初步偏移时间ptofs，由此提供在正在分析的方向上的绝对TOF。另外在一个优选实施例中，图9A至图9G中所展示的方法以及方程2的求值用于确定相对TOF，也就是可通过使UPS和DNS回波波形相关来确定ΔTOF。因此，在这种情况下，r1是UPS或DNS回波波形之一，而r2是那些回波波形中的另一者。换言之，由于那些波形与同一总体系统响应部分类似，那么将它们与彼此相关将确定一者与另一者的发生之间的时间差-因此是ΔTOF。作为对前述内容的进一步细化，应注意，特别是由于使用双音激励信号，因此UPS和DNS回波波形的相关性非常适合于标识期间DNS和UPS波形最密切对准的具体时隙，因为在那个时隙期间相关信号的振幅比相邻时隙中的振幅显著更大。然而，在那个单个时隙内，回顾已经取了多个样本，采样率是近似谐振频率的倍数。在此方面，因此，图10展示了总体上正弦曲线SC2(虚线所示)，作为对UPS波形与DNS波形之间的模拟相关性的描绘。然而，在优选实施例中，实施那些样本的数字采样和相关，所以沿着曲线SC2的圆表示相关性中使用的样本，其中，出于实例目的，假设采样率是波形的频率的大致四倍，所以每个展示的波形周期包括四个样本(即，四个圆)。进一步地，曲线SC2在周期Tmax期间在时间tp处具有峰值振幅，使得峰值相关性因此发生在Tmax期间。然而，应注意峰值时间tp与最近的采样时间stx相距距离δ。因此，优选实施例不仅仅根据Tmax而且还根据与峰值时间tp偏差距离δ来确定ΔTOF。为了实现这个步骤，优选实施例在Tmax期间进行三点相关和点内插，诸如余弦内插，以便近似于曲线SC2并且由此确定峰值时间tp，由此进一步确立距最近的采样时间的距离δ。例如，可以根据在Tmax期间发生的三次样本(及其相应的采样时间)来评估这样的相关和内插，如在以下方程4、5、6、7和8中所示：其中，r1是所接收到的(UPS或DNS)波形；r2是所接收到的(DNS或UPS)波形；N是UPS波形和DNS波形的长度；并且k是移位索引。方程4提供了以下方程5中的相关性，以便提供三个样本Z-1、Z0、和Z1，如以下进一步描述的：其中，n＝(-1，0，1)其中，Z0是最接近tp的样本；Z-1是Z0直接在前的样本；并且Z1是Z0之后的样本。上述基于相关性的方法通过确保Z0始终大于Z-1和Z+1解释了周期(例如，Tmax)内的样本滑移。如果Z0不大于Z-1和Z+1，则方程5中的“n”可以在方向(-2，-1，0)或(0，1，2)上移动，直到满足条件。应注意，ΔTOF在高流量下可能大于一个周期，在这种情况下，基于相关性的技术不能校正周期滑移。这种情形取决于相关性峰值与其周围下一个最高的峰值之间的可解性。因此，相关性峰值与相邻峰值之间的比率可以用作用于评估不同激励脉冲技术的性能的测量值，其中，在优选实施例中，发现多音信号的使用非常稳健并且不受通道影响问题(例如，温度、介质变化)和噪声影响，以便降低样本滑移的可能性并且准许使用基于相关性的技术。进一步地，关于前述内容，图11展示了上述UPS波形和DNS波形的相关性的三个周期的局部图，其中，所展示的局部图示出了主瓣ML、左旁瓣LSL和右旁瓣RSL。主瓣ML在线PLML具有峰值，该线可容易分辨出来，与针对旁瓣LSL和RSL的旁瓣峰值线PLML(无论哪个更高)容易分辨得多。因此，双音换能器(一个音调紧然后另一个音调)激励的优选实施例方式在TOF相关性中产生响应，使得与在旁瓣接近于中心周期的振幅时可能发生疏忽地将旁瓣峰值当作相关性峰值相比可检测到峰值相关性幅度并且周期滑移几率降低，在将旁瓣峰值当作相关性峰值情况下，系统可能混淆主瓣是旁瓣中的任一旁瓣并且由此引起周期滑移。的确，在主瓣ML的相关性峰值与任一旁瓣(即，旁瓣LSL和RSL，无论哪个更大)的相邻峰值之间的比率可以用作用于评估不同激励脉冲技术的性能的测量值。而且，该比率还可以指示调整传输功率方面的效益，以便改进该比率，因为该比率提供传输方案是否已经提供所接收到的信号的所需可分辨性的测量值。该比率还提供计算的TOF的置信测量值。进一步地，在此方面，下表2在每个编号行中描绘了激励换能器的实例，其中，第1和第2行展示了现有技术单频换能器激励，而第3-7行展示了在相应频率中的所列频率处的优选实施例双音激励。每行的最后一列列出了主瓣ML的幅度与最大旁辦幅度之间的比率，该比率通常被称为峰旁辦比率。因此，在此方面，应注意表2的第5行展示了相对大的峰值变化，特别是与表中的第1和第2行中的单音实例相比。因此，优选实施例演示了对相关性检测的充足改进，由此改进了相关TOF测定。表2的确，每个双音激励较单频激励方法产生改进的结果，表2的第3-7行示出了不同程度的改进。最后，虽然已经关于ΔTOF描述了前述内容，但应注意，相同优选实施例方面也可以应用于绝对TOF。在一个优选实施例的另一方面，在确定绝对和微分TOF时实施相关性，实施搜索和跟踪方法来通过减少一段时间内执行的相关性操作数量来改进效率。具体地，返回到图9A至图9G的实例，在那种方法中，其中每个样本集包括440个样本，取第一总计880个相关性测量值，以便在每个相对可能的时隙组合时将两个集合相对于彼此进行比较。这种方法被称为搜索相关性。一旦如此确定了TOF(绝对或微分)，然而，通过减少(针对后续情形)当稍后针对后续测量值确定TOF时评估的时隙位置的数量进一步实现效率。例如，针对这样的后续相关性测量，可以评估先前确定的峰值时间周围的第二总计仅±N(例如，N＝30)个时隙，其中，因此最大峰值非常有可能落在那些第二所有时隙内。因此，从±400个时隙到±30时隙这样的减小量表示计算减少量超过90％。这种方法被称为跟踪相关性。因此，跟踪相关性稍后然后是初始搜索相关性。应进一步注意，可以实施各种标准，如果满足的话，这些标准将相关性方法从跟踪相关性(即，有限样本时隙)返回到搜索相关性(即，样本集中的所有样本时隙)。例如，如果使用跟踪相关性找到的峰值幅度与之前使用搜索相关性找到的峰值幅度足够不同(例如，按一定百分比)，则该方法可以反过来回到搜索相关性。作为另一个实例，时间可以是一个标准，由此首先执行搜索相关性，并且之后一段时期内，所有后续相关性是跟踪相关性，直到时间过去，届时相关性再次返回到搜索相关性等等持续相同的后续时期。从以上内容中，显示优选实施例提供了一种换能器系统和使用双音激励脉冲频率用于这样的换能器的方法。优选实施例还可以使用相关性用于TOF测量，通过使用双音换能器激励来进一步增强。鉴于前述内容，应注意优选实施例方法30在扫频频率范围内对换能器系统施加激励信号并且由此确定一组期望的双音激励频率，并且稍后一种优选实施例方法60将这组双音激励频率施加于换能器系统一段运行期。以此方式，因此，可以基于条件变化以不同的间隔重复方法30，其中，这样的条件可以是时间、环境(例如，温度)、或另外其他事项。因此，响应于场地变化，一旦实施了系统10，优选实施例扫频将确定有利的双音激励频率，这些频率将充分激励系统并产生可测量且准确的响应，以便适应场地的变化，而无需过度人工测试或单激励频率的刚度。优选实施例可以产生许多其他优势。例如，优选实施例双音激励对于具有双谐振结构的系统而言是有用的。作为另一个实例，对于具有单谐振频率、甚至具有相对窄的带宽的系统，优选实施例可以使用两个3dB音调激励系统，这些音调对于所确定的中心频率周围的激励而言是足够的。作为另一个效益，即使多个流量计没有相似的频率响应，双音调激励在所有流量计上以类似方式工作，因此通过显著减少校准时间来使制造商受益。作为又另一个效益，双音激励使处理算法在宽泛围的温度下更稳健。作为另一个实例，经验性地显示优选实施例甚至在噪音环境(即，相对低的信噪比(SNR))下提供了准确的TOF测量值，与单频激励系统相比，在减少周期滑移上有很大的改进。再次，经验性地显示优选实施例在衰减介质(例如，甲烷)下提供了准确的TOF测量值，与单频激励系统相比，在减少周期滑移上也有很大的改进。作为又另一个实例，响应于更大的相关性峰值差和在计算ΔTOF之前使用绝对TOF来使上游或下游数据移位，优选实施例还减少了周期滑移问题，同时使用优选实施例的搜索和跟踪方面可以减少相关性计算的数量，由此改进处理需求。进一步地，关于流量计，以有利实施方式显示了优选实施例，但应注意许多方面可以适用于其他系统。例如，优选实施例方面可以应用于除了流量计以外的换能器应用。作为另一个实例，通过实例在具有两个换能器的系统中示出了优选实施例，但各个方面也可以应用于单个换能器，其中，使用频率激励该换能器并且其传输脉冲串，之后，该换能器响应于那个脉冲串的反射。因此，鉴于以上内容，虽然根据所公开的实施例提供了不同替代实施方案，但本领域的技术人员仍然考虑到其他替代方案并且可以确定另外其他替代方案。因此，鉴于前述内容，本领域的技术人员应进一步认识到虽然已经详细描述了一些实施例，但在不脱离随附权利要求书中限定的发明范围的情况下，可以对以上阐述的说明进行各种替换、修改或改变。当前第1页1 2 3