一种随钻电磁波电阻率幅值比和相位差的测量方法和电路与流程

本发明涉及油气开发与勘探技术领域，尤其涉及一种随钻电磁波电阻率幅值比和相位差的测量方法和电路。

背景技术：

随钻电阻率仪器可以通过测定地层电阻率的方法，指导随钻井眼轨迹尽可能地在存储内钻进，从而有效增大储层的泄油面积，提高采收率。目前使用的随钻电阻率测量工具以随钻电磁波电阻率测量应用最为广泛。由于电磁波在穿越地层时产生幅度衰减和相位偏移，并且产生幅度衰减和相位偏移由地层的电阻率和介电常数的特性所决定。电磁波在穿越不同的地层介质时产生的幅度衰减和相位偏移不同，不同的频率的电磁波对地层介质的响应特征也不同。10mhz以上频率的电磁波，其产生的幅度衰减和相位偏移主要与地层的介电常数相关；而10mhz以下的电磁波，其产生的电磁波幅度衰减和相位偏移主要与地层的电阻率相关。

随钻电磁波电阻率测量技术需要通过数字信号处理器、现场可编程门阵列/复杂可编程逻辑器件，以及大容量的随机存储器，进行电磁波在穿越地层时产生幅度衰减和相位偏移的测量和计算。该技术方案首先对接收的电磁波信号进行高速采样，再利用数字信号处理器的高速浮点运算、现场可编程门阵列/复杂可编程逻辑器件的高速逻辑运算能力，以及大容量随机存储器的存储能力进行大数据的存储与运算。具体的，首先对两个接收天线线圈接收到的两路电磁波信号进行大量地采样，然后将采样数据存储到大容量随机存储器中。在采集完大量的数据后将它们提供给数字信号处理器、现场可编程门阵列/复杂可编程逻辑器件进行复杂的浮点运算。最后计算出两个接收天线线圈所接收的两路电磁波信号的幅度衰减和相位偏移。

现有技术的不足在于：由于数字信号处理器、现场可编程门阵列/复杂可编程逻辑器件，以及大容量的随机存储器这些芯片的功耗很高，电路设计起来也极为复杂，对随钻测量系统这样需要电池供电，电路板安装空间有限，工作在高温、高振动的环境是非常不利的。

技术实现要素：

针对上述技术问题，本发明提供了一种随钻电磁波电阻率幅值比和相位差的测量方法，包括以下步骤：

将接收到的两路含有被测地层信息的电磁波信号分别与一设定频率的基准信号进行混频处理，得到每一路电磁波信号中的高频信号和中频信号；

对所述每一路电磁波信号中的高频信号和中频信号进行中频带通滤波处理，保留所述中频信号；

对每一路电磁波信号中的中频信号进行模数转换和采集，其中每进行一次模数转换利用该次模数转换与下次模数转换的间隙对采集到的该次模数转换后的每一路采样数字信号进行累加运算处理；

根据两路所述采样数字信号累加运算处理的结果，生成所述两路采样数字信号的幅值比和相位差。

一个实施例中，在将接收到的两路含有被测地层信息的电磁波信号分别与一设定频率的基准信号进行混频处理之前，还包括以下步骤：

对所述接收到的两路含有被测地层信息的电磁波信号分别进行放大处理，生成两路待进行混频处理的电磁波信号。

一个实施例中，对每一路电磁波信号中的中频信号进行模数转换和采集，是将每一路电磁波信号中多个周期的中频信号进行模数转换和采集。

一个实施例中，对每一路电磁波信号中的中频信号进行模数转换和采集，包括：

每进行一次模数转换，采集该次模数转换后的每一路采样数字信号一个周期内的一个采样点，每个周期内有n个采样点。

一个实施例中，每进行一次模数转换利用该次模数转换与下次模数转换的间隙对采集到的该次模数转换后的每一路采样数字信号进行累加运算处理，包括：

每采集一个采样点利用该次模数转换与下次模数转换的间隙，将当前周期内的该采样点与前各周期内对应位置的采样点的数据进行累加处理，累加处理完成后得到n个采样数据累加和；

每完成一个采样数据累加和的累加处理，将每一路采样数字信号的该采样数据累加和与之前各个采样数据累加和的同相分量和正交分量分别进行累加处理。

一个实施例中，根据两路所述采样数字信号累加运算处理的结果，生成所述两路采样数字信号的幅值比和相位差，包括：

确定第一路采样数字信号和第二路采样数字信号的幅值，分别定义为amplitude1和amplitude2，其中，

确定第一路采样数字信号和第二路采样数字信号的相位，分别定义为phase1和phase2，其中，

根据amplitude1、amplitude2、phase1和phase2确定两路采样数字信号的幅值比和相位差，其中，

两路采样数字信号的幅值比＝amplitude1/amplitude2，两路采样数字信号的相位差为phase1-phase2；

其中，表示第一路采样数字信号的n个采样数据累加和的同相分量进行累加处理得到的总和，表示第一路采样数字信号的n个采样数据累加和的正交分量进行累加处理得到的总和，表示第二路采样数字信号的n个采样数据累加和的同相分量进行累加处理得到的总和，表示第二路采样数字信号的n个采样数据累加和的正交分量进行累加处理得到的总和。

根据本发明的另一方面，还提供了一种随钻电磁波电阻率幅值比和相位差的测量电路，包括：

混频器，其用于将两个接收天线接收到的两路含有被测地层信息的电磁波信号分别与一设定频率的基准信号进行混频处理，得到每一路电磁波信号中的高频信号和中频信号；

滤波器，其与所述混频器电性连接，用于对所述混频器输出的每一路电磁波信号中的高频信号和中频信号进行中频带通滤波处理，保留所述中频信号；

模数转换器，其与所述滤波器电性连接，用于对所述滤波器输出的每一路电磁波信号中的中频信号进行模数转换和采集；

微处理器，其与所述模数转换器电性连接，用于每进行一次模数转换利用该次模数转换与下次模数转换的间隙，对所述模数转换器采集到的该次模数转换后的每一路采样数字信号进行累加运算处理，并根据两路所述采样数字信号累加运算处理的结果，生成所述两路采样数字信号的幅值比和相位差。

一个实施例中，还包括：信号放大器，其用于对两个接收天线接收到的两路含有被测地层信息的电磁波信号分别进行放大处理，并将两路放大后的信号提供给所述混频器。

一个实施例中，所述模数转换器具体用于：每进行一次模数转换，采集该次模数转换后的每一路采样数字信号一个周期内的一个采样点，每个周期内有n个采样点。

一个实施例中，所述微处理器具体用于：

每采集一个采样点利用该次模数转换与下次模数转换的间隙，将当前周期内的该采样点与前各周期内对应位置的采样点的数据进行累加处理，累加处理完成后得到n个采样数据累加和；

每完成一个采样数据累加和的累加处理，将每一路采样数字信号的该采样数据累加和与之前各个采样数据累加和的同相分量和正交分量分别进行累加处理。

与现有技术相比，本发明的一个或多个实施例可以具有如下优点：

第一，本发明实施例中利用两次模拟数字转换的间隙分别对采集到的两路采样数字信号进行运算，每次采集到的数据就不需要存储，微处理器内部的随机存储器的存储能力就可以满足存储需求了，也即不需要大容量随机存储器存储连续采样的模拟数字转换器的输出信号。这样，可以降低随钻电磁波电阻率幅值比和相位差的测量电路的复杂度，进而降低电路系统功耗，提高电路系统的寿命和可靠性。

第二，本发明实施例中利用两次模拟数字转换的间隙进行运算，无需进行大数据的计算处理，也即无需增加现场可编程门阵列/复杂可编程逻辑器件这类功耗较高的芯片，优化了电路结构，降低电路系统功耗，提高电路系统的寿命和可靠性。

第三，本发明实施例中将每一路含有被测地层信息的电磁波信号与设定频率的基准信号进行混频与滤波得到含有被测地层信息的中频信号，该中频信号既保留了被测地层信息，又降低了电磁波信号的频率，可以有效降低数据处理的复杂度。

本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在说明书、权利要求书以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。

附图说明

附图用来提供对本发明的进一步理解，并且构成说明书的一部分，与本发明的实施例共同用于解释本发明，并不构成对本发明的限制。在附图中：

图1是本发明第一实施例的随钻电磁波电阻率幅值比和相位差的测量方法的流程图；

图2是本发明第一实施例的中频信号fi的采样方法的流程图；

图3是本发明第二实施例的随钻电磁波电阻率幅值比和相位差的测量电路结构示意图；

图4是本发明第二实施例的模数转换器的电路示意图；

图5是本发明第二实施例的直接数字频率合成器的电路示意图；

图6是本发明第二实施例的微处理器的电路示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，以下结合附图对本发明作进一步地详细说明。

第一实施例

图1是本发明第一实施例的随钻电磁波电阻率幅值比和相位差的测量方法的流程图。下面结合图1对本方法进行说明。

步骤s110和步骤s120主要介绍如何对接收到的两路含有被测地层信息的电磁波信号进行预处理，具体的预处理过程可以包括混频处理和滤波处理，详细说明如下：

步骤s110，将接收到的两路含有被测地层信息的电磁波信号分别与一设定频率的基准信号进行混频处理，得到每一路电磁波信号中的高频信号和中频信号；

采用远接收天线线圈和近接收天线线圈分别接收含有被测地层信息的电磁波信号，这里含有被测地层信息的电磁波信号为产生幅度衰减和相位偏移的电磁波信号。

在进行混频处理前需要生成设定频率的基准信号，可以通过直接数字频率合成器(dds)产生，设定频率可以为2.001953mhz，近似于2mhz。

假设接收到的电磁波信号为频率为ft＝fx+fi的高频信号，与频率接近2mhz的基准信号进行混频处理后，得到频率为2fx+fi的高频信号与频率为fi的中频信号。

优选的，在将接收到的两路含有被测地层信息的电磁波信号分别与一设定频率的基准信号进行混频处理之前，还包括以下步骤：

对所述接收到的两路含有被测地层信息的电磁波信号分别进行放大处理，生成两路待进行混频处理的电磁波信号。

具体的，接收到的电磁波信号经过信号放大器放大后得到频率为ft＝fx+fi的高频信号，然后将其与频率接近2mhz的基准信号进行混频变换后，分别得到频率为2fx+fi的高频信号与频率为fi的中频信号。

步骤s120，对所述每一路电磁波信号中的高频信号和中频信号进行中频带通滤波处理，保留所述中频信号；

在本步骤中，将每一路频率为2fx+fi的高频信号与频率为fi的中频信号通过中频带通滤波器进行滤波后仅输出频率为fi＝1.953khz的中频信号。该中频信号既保留了被测地层信息，又降低了电磁波信号的频率，可以有效降低数据处理的复杂度。

对接收到的两路含有被测地层信息的电磁波信号进行预处理后，进行数据采集与运算，详细过程如下：

步骤s130，对每一路电磁波信号中的中频信号进行模数转换和采集，其中每进行一次模数转换利用该次模数转换与下次模数转换的间隙对采集到的该次模数转换后的每一路采样数字信号进行累加运算处理。

具体的，采用远接收和近接收的两路模数转换器分别对两路电磁波信号中的中频信号进行模数转换，两路模数转换器采用同时转换启动设计，使得两个模数转换器的采集完全同步。

优选的，对每一路电磁波信号中的中频信号进行模数转换和采集，是对每一路电磁波信号中多个周期的中频信号进行模数转换和采集。

在对中频信号进行模数转换和采样时，为避免外界干扰，需要对多个周期进行模数转换和采样。

优选的，对每一路电磁波信号中的中频信号进行模数转换和采集，包括：

每进行一次模数转换，采集该次模数转换后的每一路采样数字信号一个周期内的一个采样点，每个周期内有n个采样点。

模数转换器的采样频率可以为生成的中频信号的128倍。在实际应用中，也可以选择64倍，256倍等。该处倍数的选择主要考虑以下两个因素：

(1)必须是4的整数倍，这样采样一个周期可以分成4等份。从角度方面理解，相当于一个周期360度，可以等分成4个90度，这样就可以通过一个数组表示正弦和余弦，即sin(90°+α)＝cos(α)。

(2)倍数不能小于64，否则会引入太大的采样误差。也不能大于4096，这样会超出模数转换器的采样能力和微控制器的计算能力。

图2为本发明第一实施例的中频信号fi的采样方法的流程图。参照图2，可以包括以下步骤：

步骤s210，输入fi中频信号到16位模数转换器；

步骤s220，模数转换器以250khz的采样频率对fi中频信号进行采样；

步骤s230，判断是否已采集完成256个周期，若是，转入步骤s240，若否，转入步骤s220；

s240，结束。

由于信号fi＝1.953khz，模数转换器的采样频率为250khz，因此对于fi信号进行采样时，fi信号的每个周期内的采样点数为：250khz/1.953khz＝128.0082，接近128。模数转换器每完成一次对fi信号的采样时共得到32768个采样数据，因此需对fi信号的256(32768/128)个周期进行采样。

选取的是采样数是128，本领域技术人员还可以在不付出创造性劳动的前提下设计出采样数是64、256、512等的计算系统。

下面对于步骤s130中每进行一次模数转换利用该次模数转换与下次模数转换的间隙对采集到的该次模数转换后的每一路采样数字信号进行累加运算处理(边转换采集边运算处理)的具体实施过程进行说明。

首先，利用两次模拟数字转换的间隙分别对采集到的两路采样数字信号进行运算，每次采集到的数据就不需要存储，微处理器内部的随机存储器的存储能力就可以满足存储需求了，也即不需要大容量随机存储器存储连续采样的模拟数字转换器的输出信号。这样，可以降低随钻电磁波电阻率幅值比和相位差的测量电路的复杂度，进而降低电路系统功耗，提高电路系统的寿命和可靠性。

其次，利用两次模拟数字转换的间隙进行运算，每采集一个数据进行一次运算，无需进行大量数据的计算处理，也即无需增加现场可编程门阵列/复杂可编程逻辑器件这类功耗较高的芯片，优化了电路结构，降低电路系统功耗，提高电路系统的寿命和可靠性。

优选的，每进行一次模数转换利用该次模数转换与下次模数转换的间隙对采集到的该次模数转换后的每一路采样数字信号进行累加运算处理，包括：

(1)每采集一个采样点利用该次模数转换与下次模数转换的间隙，将当前周期内的该采样点与前各周期内对应位置的采样点的数据进行累加处理，累加处理完成后得到n个采样数据累加和；

在(1)中，由于fi信号的每个周期内采样点数都为128，因此为降低噪声的影响，将每个fi信号周期(共256个周期)内第i(i＝1,2,3…128)个采样值分别进行累加。将32768个采样点分成128组，每组分别定义为一个“bin”，并将每组的数据进行累加，得到128个采样数据累加和。

“bin”可以表示为：

其中，bini表示信号fi每个周期内第i个采样点数据的累加和。由于每个周期采样128个点，因此每个“bin”的相位相差360/128＝2.8°。

(2)每完成一个采样数据累加和的累加处理，将每一路采样数字信号的该采样数据累加和与之前各个采样数据累加和的同相分量和正交分量分别进行累加处理。

由于将所有采样点分成128组，因此每32组“bin”相差π/2。根据正交采样方法分别定义“x”信号和“r”信号。“x”信号和“r”信号分别为采样数字信号的同相分量和正交分量。

下面对正交采样的原理进行说明。

假设信号s(t)＝acos(ωt+φ)，分别求得t＝0和t＝t/4时的信号。

t＝0时，t＝t/4时，

令则原正弦信号的幅值和相位分别为：

基于上述分析对(1)和(2)的具体实施过程进行说明。

“x”信号为：r_sin[n]*bini，n＝0,1,2...127；

“r”信号为：r_sin[(n+32)\128]*bini，n＝0,1,2...127。

r_sin[n]＝int(32768*sin(n*2π/128))，n＝0,1,2...127。通过乘以32768，然后取整数部分，将正弦或余弦的浮点数转换成整型数。取整可以减少后续的计算量。

1)初始化1个整型数组r_sin[128]。初始化4个长整型数，xf0＝0，rf0＝0，xn0＝0，rn0＝0。

2)同步启动远接收和近接收的两路模数转换器，分别采集第1次模数转换后的远接收和近接收的两路采样数字信号第1个周期内的第1个采样点。每进行一次模数转换，采集该次模数转换后的每一路采样数字信号一个周期内的一个采样点。进行128次模数转换后，分别采集到远接收和近接收的两路采样数字信号第1个周期内的128个数据，并将这128个数据依次存放在微处理器内部的内存中。

在分别采集两路采样数字信号的第2个周期的采样点时，每采集一个采样点将该采样点与第1个周期的该位置的采样点进行累加，这样，采集到的数据就不用接着存储，累加后的数据继续存储到微处理器内部的内存中。累加运算是在模数转换的间隙进行的。例如，采集第2个周期的第3个采样点，利用该次模数转换与下次模数转换的间隙将第2个周期的第3个采样点与第1个周期的第3个采样点的数据进行累加。

在进行第3个周期采样时，每采集一个采样点将该采样点的数据和内存相应位置的数据进行累加，并将累加后的结果存放到内存相应位置中。例如，采集第3个周期的第3个采样点，利用该次模数转换与下次模数转换的间隙将第3个周期的第3个采样点的数据与内存存放的第3个数据进行累加，再将结果存储到该位置。

依次重复至第255个周期。

3)在进行第256个周期采样时，将第256个周期的第1个采样点与内存存放的第1个数据相加得到af1、an1，分别乘以r_sin[0]和r_sin[32]，计算得到：

xf1＝xf0+af1*r_sin[0]，rf1＝rf0+af1*r_sin[32]，

xn1＝xn0+an1*r_sin[0]，rn1＝rn0+af1*r_sin[32]。

将第256个周期的第2个采样点与内存存放的第2个数据相加得到af2、an2，分别乘以r_sin[1]和r_sin[33]，计算得到：

xf2＝xf1+af2*r_sin[1]，rf2＝rf1+af2*r_sin[33]，

xn2＝xn1+an2*r_sin[1]，rn2＝rn1+an2*r_sin[33]。

以上相乘和累加的运算都是在两次模数转换的间隙完成的。

依次重复，将第256个周期的第95个采样点与内存存放的第95个数据相加得到af95，an95，分别乘以r_sin[95]和r_sin[0]，再依次重复到128次。

最后：计算得到：

xf128＝xf127+af128*r_sin[127]，rf128＝rf127+af128*r_sin[31]，

xn128＝xn127+an128*r_sin[127]，rn128＝rn127+an128*r_sin[31]。

步骤s140，根据所述两路采样数字信号累加运算处理的结果，生成所述两路采样数字信号的幅值比和相位差。

步骤s140的具体实施过程如下：

确定第一路采样数字信号和第二路采样数字信号的幅值，分别定义为amplitude1和amplitude2，其中，

确定第一路采样数字信号和第二路采样数字信号的相位，分别定义为phase1和phase2，其中，

根据amplitude1、amplitude2、phase1和phase2确定两路采样数字信号的幅值比和相位差，其中，

两路采样数字信号的幅值比＝amplitude1/amplitude2，两路采样数字信号的相位差为phase1-phase2；

其中，表示第一路采样数字信号的n个采样数据累加和的同相分量进行累加处理得到的总和，表示第一路采样数字信号的n个采样数据累加和的正交分量进行累加处理得到的总和，表示第二路采样数字信号的n个采样数据累加和的同相分量进行累加处理得到的总和，表示第二路采样数字信号的n个采样数据累加和的正交分量进行累加处理得到的总和。

具体的，根据上述步骤步骤s130中得到的xf128、rf128、xn128、rn128确定两路采样数字信号的幅值比和相位差。

首先，计算远接收的幅值和相位：

amplitudef＝sqrt(xf128²+rf128²)，phasef＝arctan2(xf128,rf128)；

再次，计算近接收的幅值和相位：

amplituden＝sqrt(xn128²+rn128²)，phasen＝arctan2(xn128,rn128)；

最后，计算出两个接收天线的幅值比和相位差：

幅值比＝amplitudef/amplituden，相位差＝phasef-phasen。

以上步骤s130和s140中的计算过程既可以在井下的随钻电磁波电阻率仪器的微处理器中实现，也可以把xf、rf、xn、rn通过随钻的传输系统传输到地面，在地面的计算机上计算获得。

由此可知，本发明实施例提供的随钻电磁波电阻率幅值比和相位差的测量方法，可以降低随钻电磁波电阻率测量系统中的幅值比与相位差测量与计算处理的复杂程度，最终降低整个电磁波电阻率系统的复杂程度，降低系统功耗，提高系统的寿命和可靠性。

综上所述，本实施例的随钻电磁波电阻率幅值比和相位差的测量方法，在油气开发与勘探中具有实际的指导意义。

第二实施例

图3为本发明第二实施例的随钻电磁波电阻率幅值比和相位差的测量电路结构示意图。参照图3，该电路可以包括混频器310、滤波器320、模数转换器330、微处理器340，其中，

混频器，其用于将两个接收天线接收到的两路含有被测地层信息的电磁波信号分别与一设定频率的基准信号进行混频处理，得到每一路电磁波信号中的高频信号和中频信号；

滤波器，其与所述混频器电性连接，用于对所述混频器输出的每一路电磁波信号中的高频信号和中频信号进行中频带通滤波处理，保留所述中频信号；

模数转换器，其与所述滤波器电性连接，用于对所述滤波器输出的每一路电磁波信号中的中频信号进行模数转换和采集；

微处理器，其与所述模数转换器电性连接，用于每进行一次模数转换利用该次模数转换与下次模数转换的间隙，对所述模数转换器采集到的该次模数转换后的每一路采样数字信号进行累加运算处理，并根据两路所述采样数字信号累加运算处理的结果，生成所述两路采样数字信号的幅值比和相位差。

优选的，还包括：信号放大器350，其用于对两个接收天线接收到的两路含有被测地层信息的电磁波信号分别进行放大处理，并将两路放大后的信号提供给所述混频器。

优选的，所述模数转换器具体用于：每进行一次模数转换，采集该次模数转换后的每一路采样数字信号一个周期内的一个采样点，每个周期内有n个采样点。

优选的，所述微处理器具体用于：

每采集一个采样点利用该次模数转换与下次模数转换的间隙，将当前周期内的该采样点与前各周期内对应位置的采样点的数据进行累加处理，累加处理完成后得到n个采样数据累加和；

每完成一个采样数据累加和的累加处理，将每一路采样数字信号的该采样数据累加和与之前各个采样数据累加和的同相分量和正交分量分别进行累加处理。

图3中的各个电路的具体设计可以如下所示：

混频器310和信号放大器350的电路设计是现有技术，此处不再赘述。滤波器320采用中频带通滤波器。

图4为本发明第二实施例的模数转换器的电路示意图。参照图4，模数转换器包括第一电容c14、第二电容c15、第三电容c16、第四电容c17、第五电容c18、第六电容c19、第七电容c20、第八电容c21、第一模数转换芯片u3、第二模数转换芯片u4、第一基准信号产生芯片u5，其中，

第一电容、第二电容、第四电容至第六电容中任一电容一端接+5v电源，另一端接地；第三电容、第八电容中任一电容一端与第一基准信号产生芯片第6脚连接，另一端接地；第七电容一端与第二模数转换芯片第37脚连接，另一端接地；第一模数转换芯片和/或第二模数转换芯片第1、4至6、8、17、20、30、31、33、36、38、39脚接地，第2、7、18、19脚接+5v电源，第9至16、21至29、32、34、35脚分别与主控制芯片第15至18、32、43、44、46、48、49、60、61、62、63、2、3、30、29、53、54脚连接，第4、41、42脚与输入口连接，第37、40脚与第一基准信号产生芯片第6脚连接；第一基准信号产生芯片第2脚接+5v电源，第4脚接地；

具体的，第一电容至第八电容采用0.1μf电容、第一模数转换芯片和第二模数转换芯片采用ad7665模数转换芯片，第一基准信号产生芯片采用lt1019acn8-2.5基准信号产生芯片。

模数转换电路的作用是将输入的模拟信号转换为数字信号，其中：第一电容至第八电容的作用是对信号滤波，第一模数转换芯片和第二模数转换芯片的作用是将模拟信号转换为数字信号，第一基准信号产生芯片作用是产生2.5v的基准信号。

在图3的电路结构中还可以增加一个直接数字频率合成器，具体的电路设计如下所示：

图5为本发明第二实施例的直接数字频率合成器的电路示意图。参照图5，直接数字频率合成器包括第一电阻r5、第二电阻r6、第三电阻r7、第八电容c10、第九电容c11、第十电容c12、第十一电容c13、第一晶振y2、第一数字频率合成芯片u2，其中，

第一电阻至第三电阻的一端分别与第一数字频率合成芯片第12、21、20脚连接，另一端接地；第八电容、第十一电容一端分别接+5v电源，另一端接地；第九电容、第十电容一端分别与第一数字频率合成芯片第21、20脚连接，另一端接地；第一晶振第1脚接+5v电源，第3脚接地，第4脚与第一数字频率合成芯片第9脚连接；第一数字频率合成芯片第5、10、19、24脚接地，第6、11、18脚接+5v电源，第7、8、22脚分别与主控制芯片第7、13、14脚连接；

具体的，直接数字频率合成电路第一电阻采用11kω电阻，第二电阻采用100ω电阻，第三电阻采用100ω电阻，第八电容采用0.1μf电容，第九电容采用220pf电容，第十电容采用220pf电容，第十一电容采用0.1μf电容，第一晶振采用32mhz晶振，第一数字频率合成芯片采用ad9850数字频率合成芯片。

直接数字频率合成电路作用是产生2.001953mhz的频率信号，其中：第一电阻作用是限制电流，第二电阻作用是将电流信号转换为电压信号，第三电阻作用是将电流信号转换为电压信号，第八电容作用是对信号进行滤波，第九电容作用是对信号进行滤波，第十电容作用是对信号进行滤波，第十一电容作用是对信号进行滤波，第一晶振作用是产生32mhz频率的信号，第一数字频率合成芯片作用是合成2.001953mhz频率的数字信号。

图6为本发明第二实施例的微处理器的电路示意图。参照图6，微处理器包括第一限流电阻r1、第二限流电阻r2、第一电源滤波电容c1、第二电源滤波电容c2、第三电源滤波电容c3、第四电源滤波电容c4、第五电源滤波电容c5、第六电源滤波电容c6、第七电源滤波电容c7、第八电源滤波电容c8、第九电源滤波电容c9、第一晶振y1、第一插件icsp、微控制器u1，其中，

第一限流电阻一端和微控制器第7脚连接，另一端与与第一电源滤波电容一端相连接；第二限流电阻一端与第一电源滤波电容一端相连接，另一端接5v电源，第一电源滤波电容另一端接地；第二电源滤波电容至第四电源滤波电容一端分别与微控制器第56、39、40脚连接，另一端接地；第五电源滤波电容至第九电源滤波电容一端与5v电源连接，另一端接地；第一晶振一端与微控制器第39脚连接，另一端与微控制器第40脚连接；第一插件第1、4、5脚分别与微控制器第7、15、16脚连接，第2脚与5v电源连接，第3脚接地；微控制器第10、19、26、38、57脚与5v电源连接，第9、20、25、41脚接地。

具体的，第一限流电阻r1采用620ω电阻，第二限流电阻r2采用4.7kω电阻，第一电源滤波电容采用0.1μf瓷片电容，第二电源滤波电容采用10μf瓷片电容，第三电源滤波电容采用10pf瓷片电容，第四电源滤波电容采用10pf瓷片电容，第五电源滤波电容采用0.1μf瓷片电容，第六电源滤波电容采用0.1μf瓷片电容，第七电源滤波电容采用0.1μf瓷片电容，第八电源滤波电容采用0.1μf瓷片电容，第九电源滤波电容采用0.1μf瓷片电容、第一晶振采用8mhz晶振、第一插件采用单排6针的插件，微控制器采用dspic33ep512gm706处理器。

微处理器用来控制电路板其他电路的工作情况，其中的第一限流电阻、第二限流电阻用来限制电源电流，第一电源滤波电容至第九电源滤波电容用来对微处理器的电源滤波，第一晶振用来为微处理器提供时钟信号，第一插件用来作为微处理器的在线串行编程接口，微控制器作为微处理器电路的总处理器。

以上所述，仅为本发明的具体实施案例，本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术的技术人员在本发明所述的技术规范内，对本发明的修改或替换，都应在本发明的保护范围之内。