专利名称：信号极性侦测装置与方法
技术领域：
本发明涉及一种信号极性侦测装置与方法，尤指侦测两输入信号的乘积极性的侦测装置与方法。
背景技术：
正交信号(Quadrature Signals)I/Q的产生已经广泛应用于各类无线信号传输中，可以用正交降转混频器或者多相滤波器(polyphase filter)予以实现。于非零中频(non-zero-IF)接收器架构中，正交信号I/Q对于后频率转换的镜像信号消除十分重要；而在零中频(zero-IF)接收器架构中，正交信号I/Q则可以用在非同调解调(noncoherent demodulation)。如图1所示的无线信号接收端方块图，射频无线信号RF经由天线10接收下来后，分别与弦波信号Sinωt与Cosωt信号相乘后，便解调变出产生同相(In-phase)信号I与正交(Quadrature)信号Q，而正交(Quadrature)信号Q经过90度的相位延迟后，再与同相(In-phase)信号I相加以得到中频信号IF。
为能消除镜像信号，许多称为模拟镜像信号消除电路架构(analog image cancellation structures)的习用手段便被发展出来，例如威佛镜像信号拒斥混合器(Weaver image rejection mixer)、哈特利镜像信号拒斥混合器(Hartley image rejection mixer)以及复数滤波器(complex filter)等。
而在理想状态下，同相(In-phase)信号I与正交(Quadrature)信号Q间的增益与相位应是匹配的状态，也就是说，同相(In-phase)信号I与正交(Quadrature)信号Q的振幅应为相同，而且信号I与信号Q间的相位差为90度，镜像拒斥的效果良好。但是在现实中，信号I与信号Q间存在有不平衡的现象产生，也就是信号I与信号Q间的振幅具有差异，而且信号I与信号Q间的相位差不见得可以完美的保持在90度。而上述习用电路因为对信号I与信号Q间不平衡现象具有高敏感度(high sensitivity)，因此其可达到的镜像信号拒斥比(Image Rejection Ratio，简称IRR)仅达30dB至35dB。下列方程式表示出镜像信号拒斥比与信号I与信号Q间增益与相位不匹配(mismatch)的关系 其中ΔA/A代表增益不匹配的数值，而θ则代表相位不匹配的数值，其曲线图见图2所示。
但30dB至35dB的镜像信号拒斥比(IRR)已无法满足现今的无线射频信号接收器(radio receiver)的应用，例如地面电视(terrestrial TV)接收器的镜像信号拒斥比(IRR)需求已达60dB。而从图2可看出，想要达到60dB的镜像信号拒斥比(IRR)，ΔA/A与θ分别需保持在0.01dB的增益不匹配与0.1度的相位不匹配之下，而在没有任何校正电路的情况下，上述条件很难在模拟信号领域中达成。
因此，一些如下列[1]至[6]参考数据中的校正技术便被发展出来补偿模拟信号I与信号Q间的不平衡现象，但是组件本身的偏移会影响校正的结果，因此需要发展一种可以提高拒斥比的精确侦测增益不平衡与相位不平衡的解决方案。
[1]L.Der and B.Razavi，“A 2GHz CMOS Image-RejectionReceiver with LMS Calibration，”IEEE J.of Solid-StateCircuits，Vol.38，pp.167-175，February 2003. [2]C.Heng et.al.，“A CMOS TV Tuner/DemodulatorIC withDigital Image Rejection，”IEEE J.OF Solid-State Circuits，Vol.40，No.12，pp.2525-2535，December 2005. [3]S.Lerstaveesin and B.Song，“A Complex Image RejectionCircuit with Sign Detection Only，”ISSCC Technical Digest，Session 25.2，2006. [4]M.Hajirostam and K.Martin，“On-chip Image Rejectionin a Low-IF CMOS Receiver，”ISSCC Technical Digest，Session25.3，2006. [5]G.M.Desjardins，“Adaptive Digital Signal Processing Algorithms for Image-Rejection Mixer Self-Calibration，” UC Berkeley MS.Thesi s，2000. [6]I.Sever，“Adaptive Cal ibration Methods for an ImageRejection Mixer，”UC Berkeley MS.Thesis，2002
发明内容
本发明所要解决的技术问题是提供一种信号极性侦测装置，它可以提高镜像信号拒斥比。
为了解决以上技术问题，本发明提供了一种信号极性侦测装置，该信号极性侦测装置包含一第一比较装置，用以因应一第一时段与一第二时段来比较一第一信号与一第一门坎信号，以输出一第一输出信号；一第二比较装置，包含一第二比较器与-转换器，该转换器电连接于该第二比较器，该第二比较器比较一第二信号与一第二门坎信号后而输出一第二输出信号；而该转换器接收该第二输出信号，且因应该第一时段与该第二时段而改变该第二输出信号的极性，以转换输出一第三输出信号；以及一运算器，电连接于该第一比较装置与该第二比较装置，用以接收该第一输出信号与该第三输出信号而运算输出代表该第一信号与该第二信号乘积的一极性资料。
本发明所要解决的另一技术问题是提供一种信号极性侦测方法，它可以提高镜像信号拒斥比。
一种信号极性侦测方法，应用于一第一信号与一第二信号之上，该方法包含下列步骤于一第一时段侦测该第一信号的极性，且于一第二时段侦测该第一信号的反相信号的极性，以产生一第一输出信号；侦测该第二信号的极性而产生一第二输出信号；接收该第二输出信号，并于该第一时段与该第二时段分别输出该第二输出信号与该第二输出信号的反相信号，以产生一第三输出信号；以及因应该第一输出信号与该第三输出信号于该第一时段与该第二时段的变化而运算产生代表该第一信号与该第二信号乘积的一极性资料。
本发明第二比较装置的输出信号的极性经过其转换器进行了改变，与第一比较装置的输出信号的极性不一致，而再经过运算器对上述两个输出信号进行运算即可得知输入信号的极性，进而可以提高镜像信号拒斥比。
下面结合附图和具体实施方式
对本发明作进一步详细说明。
图1是现有正交信号降频解调变无线信号接收端功能方块示意图。
图2是镜像信号拒斥比与信号I与信号Q间增益与相位不匹配(mismatch)的关系曲线图。
图3是应用于信号I与信号Q间的不平衡现象的正负号侦测的侦测装置的功能方块示意图。
图4是根据本发明较佳实施例的信号极性侦测装置的电路图。
图5是根据本发明较佳实施例的取样频率信号CLK及控制信号Ψ1与Ψ2的信号波形示意图。
图6是根据本发明较佳实施例的可侦测信号增益及相位不平衡的装置的功能方块图。
图7是根据本发明较佳实施例的信号极性侦测方法的流程图。
主要组件符号说明
天线10 模拟比较器31、32、33、34 互斥或非门35、36低通滤波器37、38 第一比较器41第二比较器42 转换器43运算器44 第一输入端411 第二输入端412 第一输出端413 信号极性侦测装置40 第三输入端421 第四输入端422 第二输出端423 互斥或非门440 第三输出端433 第四输出端443 第一输出信号S1 第二输出信号S2 第三输出信号S3 第四输出信号S4 第一受控开关401第二受控开关402 第三受控开关403第四受控开关404 反相器430 第五受控开关435 第六受控开关436累加器441 第一比较装置5 第二比较装置6
具体实施例方式 图3显示用于侦测信号I与信号Q间的不平衡的功能方块示意图。假设α代表增益不匹配数值，而θ则代表相位不匹配数值，而当α远小于1，θ也很小时，信号I与信号Q分别可用下列式子表达 I＝(1+α)cos(ωt+θ) Q＝sin(ωt) 而信号I与信号Q的乘积可表达为 从上列式子可看出，I与Q的乘积包含有一直流成份与两个交流成份，其中直流成份与相位不匹配的数值θ有着比例关系。因此，只要知道I与Q乘积的正负号(或称极性)，就可以得到用来修正I与Q相位不匹配的参考。
而信号I与信号Q的平方差可表达为 I2-Q2＝(I+Q)·(I-Q) ＝[(1+α)cos(ωt+θ)]2-sin2(ωt) ＝(1+2α+α2)cos2(ωt+θ)-sin2(ωt) ＝(1+2α+α2)(cos(ωt)-θsin(ωt))2-sin2(ωt) ＝(1+2α+α2)(cos2(ωt)-2θcos(ωt)+θ2 sin2(ωt))-sin2(ωt) ≌(1+2α)(cos 2(ωt)-2θcos(ωt))-sin2(ωt) ≌cos2(ωt)-sin2(ωt)+2αcos2(ωt) ＝cos(2ωt)+α(1+cos(2ωt)) ＝(1+α)cos(2ωt)+α 从上列式子可看出，信号I与信号Q的平方差包含有一直流成份与一交流成份，而其中直流成份与增益不匹配的数值α有着比例关系。因此，只要知道信号I与信号Q的平方差的正负号(或称极性)，就可以得到用来修正I与Q增益不匹配的参考。
因此应用于侦测信号I与信号Q间的不平衡现象，可以利用如图3所示的侦测信号I与信号Q间的不平衡的功能方块示意图，来侦测出到α与-θ的极性。其中信号I与信号Q分别输入四个模拟比较器31、32、33、34来得出信号I、信号Q、信号I-Q与信号I+Q的极性后，透过互斥或非门35、36的运算，经低通滤波器37、38，便可分别得出信号I2-Q2与信号I×Q的极性，进而判断出信号I、信号Q需要修正的方向，然后可以再透过一数字模拟转换器(DAC，图中未示出)来改变信号I与信号Q的增益与相位，便可有效降低信号I与信号Q间的不平衡现象。但根据上述方程式而看出，因为交流成份的相互干扰，一个正负号侦测的取样数据不足以决定不匹配的极性，所以必须利用累计足够多的样本数才能精确地决定出不匹配的极性(也就是上述低通滤波器37、38的功能)。
而即使交流成份的相互干扰对正负号侦测的冲击可透过累计足够多的样本数来减轻，但图3中模拟比较器(analog comparator)31、32、33、34的偏移电压(offset)仍然是导致正负号侦测发生错误的一个大问题。透过电路仿真可知，当接收到α＝1％的100 mVrms信号I与信号Q时，即使仅有0.3mV的比较器偏移，不匹配的极性仍然无法正确地决定，但一般未进行偏移补偿的模拟比较器，其偏移准位大约在10mV等级，如此将严重影响不平衡的校正正确度及限制了校正分辨率。
请参阅图4，其显示根据本发明较佳实施例的信号极性侦测装置40的电路图，包含第一比较装置5、第二比较装置6及运算器44。
信号极性侦测装置40接收第一信号与第二信号以侦测其乘积的极性(即正负号)；较佳地，第一信号与第二信号可分别是同相(In-phase)信号I与正交(Quadrature)信号Q，或是同相信号与正交信号的和(I+Q)与差(I-Q)。
而第一比较装置5中的第一比较器41与第二比较装置6中的第二比较器42可为模拟比较器。第一比较器41、第二比较器42可因应一取样频率信号CLK上升缘的触发而对其两输入端输入的信号准位进行比较，进而根据第一输入端与第二输入端所接收信号的电准位大小关系而由输出端输出代表比较结果的输出信号。举例来说，当要使用第一比较器41来判断同相信号I的极性时，便将同相信号I输入至其第一输入端411，而将一第一门坎信号T1输入至其第二输入端412，较佳地，第一输入端411与第二输入端412可以分别接收差动讯号对I、I-，亦即该第一门坎信号T1可为同相信号I的差动反相信号I-，理想上，代表该同相信号I极性的第一输出信号S1便由该第一输出端413输出。同理，当要使用第二比较器42来判断正交信号Q的极性时，便将正交信号Q输入至其第三输入端421，而将一第二门坎信号T2输入至其第四输入端422；较佳地，第三输入端421与第四输入端422可以分别接收差动讯号对Q、Q-，亦即第二门坎信号T2可为正交信号Q的差动反相信号Q-，理想上，代表该正交信号Q极性的第二输出信号S2便由第二输出端423输出。
但是，由于第一比较器41、第二比较器42皆是具有偏移电压(offset)的模拟比较器，实际上电路会受到第一比较器41的偏移电压α与第二比较器42的偏移电压β的影响。假设第一比较器41、第二比较器42的输入端分别为A、B的差动讯号对，但实际上其等效输入为(A-α)、(B-β)，因此将会分别判断出(A-α)的极性与(B-β)的极性。而再透过运算器44中互斥或非门440的运算产生的输出信号，其实际上输出代表(A-α)·(B-β)的极性，亦即，如果第一比较器41、第二比较器42分别输入同相信号I的讯号对与正交信号Q的讯号对，其最后输出实际上代表(I-α)·(Q-β)的极性。
进一步地，当将(A-α)(B-β)分解开后可发现 (A-α)·(B-β)＝A·B-α·B-β·A+α·β 其中除A·B外，其它项皆是会影响侦测的正确性，也就是偏移电压会严重导致正负号侦测发生错误的缺失。图4中本发明的信号极性侦测装置40揭示利用受控开关可以消除偏移电压的影响。
较佳地，可先将取样频率信号CLK利用一分母为2n的除频器(图中未示出)处理成控制信号Ψ1与Ψ2，而当n＝1时，便如图5中所示的Ψ1与Ψ2，如此一来，互为反相的Ψ1与Ψ2，分别以其高准位时段定义出第一时段t1与第二时段t2，而从取样频率信号CLK来看，第一时段t1与第二时段t2则是分别定义于相邻的两个周期上。或者，也可以用单一控制信号来进行第一时段t1与第二时段t2的定义，例如使用控制信号Ψ1的高准位与低准位来分别定义出第一时段t1与第二时段t2。
透过如图4中所示的第一受控开关401、第二受控开关402、第三受控开关403以及第四受控开关404的设置与控制信号Ψ1与Ψ2的控制，该第一受控开关401、该第二受控开关402系于该第一时段t1内导通(该第三受控开关403、该第四受控开关404于该第一时段t1内断路)，而使第一比较器41的该第一输入端411与该第二输入端412可分别接收同相信号I与差动反相信号I-，如此一来，第一比较器41于第一时段t1内导通的等效输入为(I-α)，输出第一输出信号S1代表(I-α)的极性。另一方面，该第三受控开关403、该第四受控开关404于该第二时段t2内导通(该第一受控开关401、该第二受控开关402于该第二时段t2内断路)，而使第一比较器41的该第一输入端411与该第二输入端412可分别接收I-与I，如此一来，第一比较器41于第二时段t2内导通的等效输入为(-I-α)，输出第一输出信号S1代表(-I-α)的极性。广泛而言，若第一比较器41输入为A，考虑偏移电压α，于第一时段t1内导通输出第一输出信号S1代表(A-α)的极性；于第二时段t2内导通输出第一输出信号S1，代表(-A-α)的极性。
为了方便以下的说明，于图4中分别标上第一输出端413、第二输出端423、第三输出端433及第四输出端443，分别输出第一输出信号S1、第二输出信号S2、第三输出信号S3及第四输出信号S4，可以注意到，第一输出信号S1代表第一比较器41的输出；第二输出信号S2代表第二比较器42的输出；第三输出信号S3代表第二比较装置6的输出，也就是转换器43的输出；第四输出信号S4代表互斥或非门440的输出。
更进一步地，透过如图4中所揭示的转换器43，包括反相器430、第五受控开关435以及第六受控开关436，藉由控制信号Ψ1与Ψ2的控制，使得第五受控开关435于该第一时段t1内导通而输出第二比较器42对于正交信号Q与差动反相信号Q-进行比较后于第二输出端423输出的第二输出信号S2，经由导通的第五受控开关435，直接成为第三输出端433的第三输出信号S3，如此一来，第二比较器42于第一时段t1内导通的等效输入为(Q-β)，据此，第二比较装置6于第一时段t1在第三输出端433输出第三输出信号S3代表(Q-β)的极性。另一方面，第六受控开关436于该第二时段t2内导通，反相器430接收第二输出信号S2进行反相后，经由导通的第六受控开关436输出第三输出信号S3，据此，第二比较装置6于第二时段t2在第三输出端433输出第三输出信号S3代表-(Q-β)的极性。广泛而言，若第二比较器42输入为B，考虑偏移电压β，第二比较装置6于第一时段t1内导通输出的第三输出信号S3代表(B-β)的极性；于第二时段t2内导通经反相器430输出第三输出信号S3，代表-(B-β)的极性。
如此一来，互斥或非门440于第四输出端443输出的第四输出信号S4在第一时段t1为(A-α)·(B-β)的极性，而在第二时段t2则为(-A-α)·(-(B-β))的极性。
将(-A-α)·(-(B-β))分解开后可发现 (-A-α)·(-(B-β))＝A·B+α·B-β·A-α·β 其中随偏移电压α与偏移电压β变异的项「αβ」可随相邻时间相加而消去，仅剩下不受影响的A·B与数值相对小且经长时间累计而可自我抵消的交流成份(α B)、-βA，因此当互斥或非门440对该第一输出信号S1与该第三输出信号S3进行一互斥或非运算(也可以改用互斥或门来进行互斥或运算，只是相应的数字处理对应改变)后于第四输出端443输出第四输出信号S4，经累加器441进行累加，例如电路上也可以积分器予以实现，便可得到不受偏移电压α与偏移电压β变异影响的代表I与Q乘积的极性。同理，I+Q与I-Q乘积的极性也可以透过上述装置来准确地侦测。
图6显示根据本发明较佳实施例的可侦测信号I与信号Q间的增益不平衡α与相位不匹配θ的装置的电路方块图，其系运用图4所示的信号极性侦测装置，其中同相信号I与正交信号Q分别送入两组由本案发展出来的第一比较装置5、第二比较装置6与运算器44来进行处理，如此将可得出不受比较器偏移值影响的增益不平衡数值α与相位不匹配θ的极性sgn(α)与sgn(-θ)。
经实际仿真可知，即使偏移电压α与偏移电压β皆高达5mV，本案技术仍可正确侦测出0.2％增益不平衡与0.1度相位不平衡的I/Q信号的极性。举例而言，经过本发明偏移校正后精确侦测的增益不平衡与相位不平衡，可以经过数字模拟转换器后回授至前级调整增益与相位，使得增益不平衡与相位不平衡获得良好的控制。
图7显示根据本发明较佳实施例的信号极性侦测方法的流程图，主要也是应用准确判断第一信号与第二信号的乘积的极性数据，而该方法包含下列步骤 步骤601于一第一时段侦测该第一信号的极性，另外于一第二时段侦测该第一信号的反相信号的极性，以产生一第一输出信号。
步骤602侦测该第二信号的极性而产生一第二输出信号；接收该第二输出信号，并于该第一时段与该第二时段分别输出该第二输出信号与该第二输出信号的反相信号来形成一第三输出信号。
步骤603对该第一输出信号与该第三输出信号进行一互斥或非运算后输出一第四输出信号。
步骤604对该第四输出信号进行累加而总合产生代表该第一信号与该第二信号乘积的该极性资料。
将以上步骤应用于图6的可侦测信号I与信号Q间的增益不平衡α与相位不匹配θ的电路方块图中，当第一信号与第二信号分别为同相信号与正交信号时，极性数据代表相位的不平衡；而当第一信号与第二信号分别为同相信号与正交信号之和以及同相信号与正交信号之差时，极性资料代表增益的不平衡。假设当步骤604所产生者代表增益不平衡的极性数据时，图7的方法流程可以更包括产生一代表相位不匹配的极性数据的步骤，其可利用步骤601至604而获得。根据代表增益不平衡的极性资料及代表相位不匹配的极性数据补偿电路的增益及相位。
上述该第一时段与该第二时段可由一取样频率信号的相邻两周期来定义，例如像图5所示的信号所定义的一样，但不限定于此。而其原则是第一时段与该第二时段的长度实质上相等而且分布平均，例如取样频率信号的2n除频信号，n为正整数，如此来可达成将误差抵消的目的。
权利要求
1.一种信号极性侦测装置，其特征在于，该信号极性侦测装置包含
一第一比较装置，用以因应一第一时段与一第二时段来比较一第一信号与一第一门坎信号，以输出一第一输出信号；
一第二比较装置，包含一第二比较器与一转换器，该转换器电连接于该第二比较器，该第二比较器比较一第二信号与一第二门坎信号后而输出一第二输出信号；而该转换器接收该第二输出信号，且因应该第一时段与该第二时段而改变该第二输出信号的极性，以转换输出一第三输出信号；以及
一运算器，电连接于该第一比较装置与该第二比较装置，用以接收该第一输出信号与该第三输出信号而运算输出代表该第一信号与该第二信号乘积的一极性资料。
2.如权利要求1所述的信号极性侦测装置，其特征在于，其中该第一比较装置是相对应于该第一时段与该第二时段而对调该第一信号与该第一门坎信号的输入路径。
3.如权利要求2所述的信号极性侦测装置，其特征在于，其中该第一比较装置包含一第一比较器，其具有一第一输入端与一第二输入端与一第一输出端，其于该第一时段分别以该第一输入端与该第二输入端来接收该第一信号与该第一门坎信号，而于该第二时段分别以该第一输入端与该第二输入端来接收该第一门坎信号与该第一信号，并根据该第一输入端与该第二输入端所接收信号的电准位大小关系而由该第一输出端输出该第一输出信号。
4.如权利要求3所述的信号极性侦测装置，其特征在于，其中该第一比较装置更包含一第一受控开关、一第二受控开关、一第三受控开关以及一第四受控开关，该第一输入端、该第二输入端、该第一信号与该第一门坎信号间系透过该等受控开关来完成电连接，其中该第一受控开关、该第二受控开关系于该第一时段内导通，而使该第一输入端与该第二输入端可分别接收该第一信号与该第一门坎信号，而该第三受控开关、该第四受控开关于该第二时段内导通，而使该第一输入端与该第二输入端可分别接收该第一门坎信号与该第一信号。
5.如权利要求1所述的信号极性侦测装置，其特征在于，其中该第二比较器具有一第三输入端与一第四输入端与一第二输出端，其系分别以该第三输入端与该第四输入端来接收该第二信号与该第二门坎信号，并根据该第三输入端与该第四输入端所接收信号的电准位大小关系而由该第二输出端输出该第二输出信号；而该转换器包含
一第五受控开关，电连接于该第二比较器的第二输出端与该运算器之间，其系接收该第二输出信号并于该第一时段内导通而输出该第三输出信号；
一反相器，电连接于该第二比较器的第二输出端，其接收该第二输出信号进行反相后输出；以及
一第六受控开关，电连接于该反相器与该运算器之间，其接收该第二输出信号的反相信号并于该第二时段内导通而输出该第三输出信号。
6.如权利要求1所述的信号极性侦测装置，其特征在于，其中该运算器包含
一互斥或非门，电连接于该第一比较装置与该第二比较装置，其对该第一输出信号与该第三输出信号进行一互斥或非运算后输出一第四输出信号；以及
一累加器，电连接于该互斥或非门，其对该第四输出信号进行累加而总合产生代表该第一信号与该第二信号乘积的该极性资料。
7.如权利要求1所述的信号极性侦测装置，其特征在于，其中该第一信号与该第二信号分别为一同相信号与一正交信号，而该第一门坎信号与该第二门坎信号分别为该同相信号的反相信号与该正交信号的反相信号。
8.如权利要求1所述的信号极性侦测装置，其特征在于，其中该第一信号与该第二信号系皆为一同相信号，而该第一门坎信号与该第二门坎信号分别为一正交信号与该正交信号的反相信号。
9.如权利要求1所述的信号极性侦测装置，其特征在于，其中该第一比较装置与该第二比较装置根据一取样频率信号进行比较动作，该第一时段与该第二时段由该取样频率信号的相邻两周期来定义。
10.一种信号极性侦测方法，应用于一第一信号与一第二信号之上，其特征在于，该方法包含下列步骤
于一第一时段侦测该第一信号的极性，且于一第二时段侦测该第一信号的反相信号的极性，以产生一第一输出信号；
侦测该第二信号的极性而产生一第二输出信号；
接收该第二输出信号，并于该第一时段与该第二时段分别输出该第二输出信号与该第二输出信号的反相信号，以产生一第三输出信号；以及
因应该第一输出信号与该第三输出信号于该第一时段与该第二时段的变化而运算产生代表该第一信号与该第二信号乘积的一极性资料。
11.如权利要求10所述的信号极性侦测方法，其特征在于，其中该第一信号与该第二信号分别为一同相信号与一正交信号。
12.如权利要求10所述的信号极性侦测方法，其特征在于，其中该第一信号与该第二信号分别为一同相信号与一正交信号之和以及该同相信号与该正交信号之差。
13.如权利要求10所述的信号极性侦测方法，其特征在于，其中该第一时段与该第二时段的长度实质相等且分布平均。
全文摘要
本发明公开了一种信号极性侦测装置与方法，信号极性侦测装置包含一第一比较装置、一第二比较装置以及一运算器，第一比较装置用以因应一第一时段与一第二时段来比较一第一信号与一第一门坎信号，以输出一第一输出信号；第二比较装置用以比较一第二信号与一第二门坎信号后而输出一第三输出信号，其相对应于该第一时段与该第二时段而改变该第三输出信号的极性；以及运算器接收该第一输出信号与该第三输出信号而运算输出代表该第一信号与该第二信号乘积的一极性资料。
文档编号G01R29/08GK101113997SQ20071008773
公开日2008年1月30日 申请日期2007年3月6日 优先权日2006年7月28日
发明者王富正 申请人:晨星半导体股份有限公司