Hd无线电广播单频率网络中的分离的平台的同步的制作方法

专利名称：Hd无线电广播单频率网络中的分离的平台的同步的制作方法
技术领域：
本发明涉及无线电广播系统，更具体而言，涉及包括多个发射器的这样的系统。
背景技术：
iBiquity Digital Corporation HD Radio 系统被设计成允许从当前模拟调幅 (AM)和调频(FM)收音机平稳演变到完全数字的带内信道上(IBOC)系统。此系统在现有的中频(MF)和特高频(VHF)无线频带中从陆地发射器向移动便携式固定接收器输送数字音频和数据服务。广播公司可以利用新的更高质量且更加强健的数字信号同时持续传输模拟 AM和FM，使得其自身以及他们的听众能够从模拟变换为数字无线电，而同时保持他们的当前频率分配。该设计通过提供三种新的波形类型混合、扩展混合、以及全数字，来提供向数字广播系统过渡的灵活手段。混合型和扩展混合型保留了模拟FM信号，而全数字类型却不。 所有三种波形类型都符合当前分配的频谱辐射屏蔽。数字信号是使用正交频分复用(OFDM)来调制的。OFDM是一种并行调制方案，其中，数据流调制同时传输的大量正交子载波。OFDM是固有灵活的，轻松地使得逻辑信道能够映射到不同的子载波组。国家无线电系统委员会，由全国广播工作者协会和消费电子协会赞助的标准设置组织，在2005年9月采用了命名为NRSC-5A的IBOC标准。通过引用的方式并入本公开中的NRSC-5A以及其更新NRSC-5B，阐述了对于通过AM和FM广播信道广播数字音频和辅助数据的要求。该标准以及其引用文档包含对于RF/传输子系统以及传输和服务复用子系统的详细说明。可以从NRSC的网站http://www. nrscstandards. org/SG. asp获得该标准的副本。iBiquity的HD Radio 技术是NRSC-5IB0C标准的一种实现。关于HDRadio 技术的更进一步的信息可以在www. hdradio. com禾口 www. ibiquity. com找至lj。典型的HD无线电广播实现将内容聚合和音频编解码器分割为通常被称为导出器的东西。导出器将通常处理主要节目服务(MPQ的源和音频编码，即，在模拟信道上镜像的数字音频。馈送给导出器的可以是导入器，该导入器聚合除MPS以外的辅助节目。然后，导出器产生无线电广播数据包，以及将那些数据包转发到激励器平台的调制解调器部分或激励器，激励器平台通常被称为激励器引擎(exgine)。在某些情况下，期望将HD无线电广播系统实现为单频率网络(SFN)。一般而言， 单频率网络或SFN是其中几个发射器通过同一个频道同时发送同一个信号的广播网。模拟 FM和AM无线电广播网以及数字广播网可以以这种方式操作。SFN的一个目标是增大覆盖区域和/或缩小中断概率，因为总的接收到的信号强度可以在覆盖由于地形而丢失和/或遮蔽严重的位置增大。SFN的另一个目标是有效利用无线电频谱，与在每一个服务区域使用不同的传输频率的传统的多频网络(MFN)传输相比，使得能够提供更多的无线节目。在多频网络中，为国家广播业务建立了数以百计的站；因此，使用了很多频率。在多个频率上同时传输节目会使当在覆盖区域之间传播时常常记不住重调谐他们的收音机的听众产生混淆。SFN的一种简化形式可以通过低功耗同频道中继器或增强器来实现，中继器或增强器被用作填隙发射器。在美国，FM增强器和转换器是特殊类别的FM站，它们接收完全服务FM站的信号，并将那些信号传输或重新传输到要不然也是由于地形或其它因素将不会从主信号接收到令人满意的服务的区域。最初，FM增强器是主站的同一频率上的转换器。 在1987年之前，FM增强器被FCC限制为使用直接的无线(off-air)接收和重新传输方法 (艮P，中继器)。FCC规则改变允许使用几乎任何信号传送方法以及直到20%的他们转播的完全服务站的最大允许的有效辐射功率的功率级。经过此规则变化，FM增强器现在基本上是SFN的子类。许多国内广播公司当前利用FM增强器来填充或延伸覆盖区域，特别是在诸如旧金山之类的山地。在重叠的覆盖区域，SFN传输可以被视为多路径传播的精确形式。无线电接收器接收同一信号的多个回波，这些回波之间的结构性的或破坏性干扰(也称为自干扰)可能会导致衰落。这是有问题的，因为衰落是选频的(而不是平衰落)，因为回波的时间分散可能会导致符号间干扰(ISI)。当接收器位于一个以上的发射器的范围内时，好的接收准则包括相对信号强度和总的传输延迟。相对信号强度基于接收器的位置描述了两个或更多个传输信号的关系，而总的传输延迟是计算出来的从信号离开演播室位置的时刻到它到达接收器的时刻的消逝的时间间隔。这种延迟会基于特定的演播室发射器链路的信号通路在不同发射器之间有所不同。在HD无线电系统的SFN实现中，一个导出器可以与许多激励器引擎组合使用，以改进覆盖。发明人已经观察到对满足下列对于HD无线电广播系统中的单频率网络的操作的要求的系统和方法的需要。对于诸如HD无线电广播系统之类的基于OFDM的系统，发射器必须辐射不是完全一样但是相同的播放信号。如此，子载波的频率和相位必须被辐射为非常高的容差。OFDM 系统中的载波之间的任何频率偏移都导致符号间干扰和在频域中的感觉到的多普勒频移。 对于HD无线电系统，频率偏移预计在 20Hz内。另外，单独的子载波频率必须同时出现。 每一个发射器都必须在相同时间辐射相同的OFDM符号，以便数据在时域中是同步的。这种同步在很大程度上取决于保护时间间隔，该保护时间间隔管理基于OFDM系统可以容忍的最大延迟或回波。它还影响发射器之间的最大距离。OFDM接收器定期对预定的时间长度内的接收到的信号进行采样。在这些采样时间之间(在保护时间间隔期间)，接收器忽略任何接收到的频率。对于HD无线电广播系统，每一个OFDM符号都必须时间对准到75 μ sec内， 以便使FM系统正确地操作。优选地，对准在10 μ sec内。另一个要求是，单独子载波必须对于每一个符号都承载相同的数据。换言之，来自不同的发射器的子载波必须是“位准确的”。这意味着，对于SFN中的每一个节点，从导出器在发射位置处接收到的数字信息必须包含相同的位(即，MPS数字音频、节目服务数据 (PSD)、站信息服务(SIS)，以及高级应用服务(AAS)或其它数据都必须是相同的)。此外， 信息还必须由每一个激励器引擎以相同的方式处理，使得对于网络的每一个传输节点，输出波形是相同的。还期望构成网络的各种设备异步操作，以便设备可以上线或离线，而不要求整个网络被复位。必须在独立的节点重新启动(即，可以独立于所有其它节点使SFN中的每一个节点下线和上线，而不会影响系统性能)期间保持上文所描述的定时准确性和“位准确性”。SFN的每一个节点还都必须具有调节传输延迟以解决传播延迟并能够调谐SFN的能力。

发明内容
在第一方面，本发明提供了一种广播方法，包括使用第一发射器来发送包括与第一 GPS脉冲信号同步的多个数据帧的信号，在第一远程发射器处接收信号，在第一远程发射器处将帧同步于第二 GPS脉冲信号，以及将同步帧从远程发射器传输到多个接收器。还提供了实现该方法的系统。在另一方面，本发明提供了一种广播系统，包括第一发射器，用于发送包括与第
一GPS脉冲信号同步的多个数据帧的信号；以及第一远程发射器，包括用于使帧同步于第
二GPS脉冲信号并用于将同步帧传输到多个接收器的电路。在另一方面，本发明提供了使广播系统中的平台同步的方法，包括在基发射器和多个远程发射器处接收主时钟信号，在主时钟信号中的第一时钟脉冲之前的预定时间间隔内在基发射器处开始音频采样，将音频样本组合为音频帧，在第一时钟脉冲之后发生的绝对层1帧编号时间，开始将音频帧从基发射器传输到远程发射器，在远程发射器处接收音频帧，以及从对应于绝对层1帧编号时间的音频帧的时间开始，从远程发射器传输音频帧。


图1是单频率网络的示图。图2是单频率网络的框图。图3是无线电广播系统的框图。图4是导出器和激励器引擎/激励器的某些部分的框图。图5是导出器和激励器引擎/激励器的某些部分的另一个框图。图6、7和8是示出了本发明的各个方面的操作的时序图。图9是用于调节输出波形的延迟相位的滑动缓冲器。图10、11和12示出了不同的广播系统拓扑。图13是示出了简化的模拟和数字对准定时的时序图。图14和15是导出器和激励器引擎的同步和异步启动的时序图。
具体实施例方式在一方面，本发明涉及用于保持支持带内信道上(IBOC)系统中的单频率网络 (SFN)或增强器应用所需的时间对准的方法和设备。在另一方面，本发明涉及用于调节由 SFN中的多个发射器输出的波形的延迟相位的方法和设备。图1示出了广播系统10，其中，通过STL从演播室向两个发射器位置同时传送同一个音频节目。在此例子中，使用演播室和发射器间的链路(STL) 18和20，向两个远程发射器 14和16 (分别被称为站1和2、传输在第一发射器(例如，演播室)12处始发的节目内容。 通过椭圆形22示出了站1覆盖区域。通过椭圆形M示出了站2覆盖区域。两个发射器位置具有相等的发射功率。当接收器位于站1覆盖区域时，来自站2的信号强度足够低，以便不会影响接收。当接收器位于站2覆盖区域时，产生相反的情形。覆盖区域通常被定义为 20dB所期望的/不期望有的(D/U)轮廓。然而，当接收器位于重叠区沈时，它从两个发射器位置接收具有功率比小于20dB 的信号。在这些情况下，如果两个信号之间的延迟小于保护时间或75 μ sec，则接收器基本上处于多路条件下，最有可能能够协商此条件，并继续接收HD无线电信号，特别是在行驶中的汽车中。然而，当相对延迟变得大于75 μ sec时，会产生符号间干扰(ISI)，并且可以设想接收器将不能够对HD无线电信号进行解码，并将回到只接收模拟。在相等场强的点不位于相等距离点并且要求接收的情况下，可以使用此处所描述的滑动缓冲技术来有意并准确地改变其中一个发射器中的信号延迟。这会改变信号延迟曲线相对于信号电平曲线的位置，如此，可以消除有问题的区域或使它们能够转移到诸如山顶或水体上方之类的没人居住的地区。图2示出了 IBOC SFN的基本示意图。在此图中，第一发射器(例如，演播室)和远程发射器之间的STL 30可以是微波、Tl、卫星、电缆等等。在图2中，演播室10被示为包括音频源32、同步器34和STL发射器36。同步器34从通过GPS天线38所示的全球定位系统(GPS)接收定时信号。来自全球定位系统的定时信号充当主时钟信号。发射器也被称为平台。站12被示为包括STL接收器40、同步器42、激励器44，以及天线46。同步器42 从通过GPS天线48所示的全球定位系统(GPS)接收定时信号。站14被示为包括STL接收器50、同步器52、激励器M，以及天线56。同步器52 从通过GPS天线58所示的全球定位系统(GPQ接收定时信号。来自全球定位系统的定时信号充当主时钟信号。图3是可以被用来播放FM IBOC信号的演播室位置60、FM发射器位置62，以及演播室发射器链路(STL)64的相关组件的功能框图。演播室位置包括，其中，演播室自动化设备84、导入器68、导出器70、激励器辅助服务单元(EASU) 72、以及STL发射器98。发射器位置包括STL接收器104、包括激励器引擎子系统108的数字激励器106、以及模拟激励器 110。在演播室位置处，演播室自动化设备向EASU提供主要节目服务(MPQ音频92，向导出器提供MPS数据90，向导入器提供补充的节目服务(SPS)音频88，并向导入器提供SPS 数据86。MPS音频充当主要音频节目源。在混合模式下，它保留了模拟和数字传输中的现有的模拟无线电节目格式。也称为节目服务数据(PSD)的MPS数据包括诸如音乐标题、歌星、专辑名称等等的信息。补充的节目服务可包括补充的音频内容、以及用于该服务的与节目相关的数据。导入器包含用于提供高级应用服务(AAS)的硬件和软件。“服务”是经由IBOC广播信号传送给用户的内容，并可包括没有被分类为MPS或SPS的任何类型的数据。AAS数据的例子包括实时交通和天气信息、导航图更新或其它图像、电子节目指南、多播节目、多媒体节目、其它音频服务及其它内容。AAS的内容可以由服务提供商94提供，服务提供商94 向导入器提供服务数据96。服务提供商可以是位于演播室位置的广播公司或服务和内容的来源于外部的第三方提供商。导入器可以在多个服务提供商之间建立会话连接。导入器编码和复用服务数据86、SPS音频88，以及SPS数据96以产生导出器链路数据74，该数据74 又经由数据链路被输出到导出器。导出器70包含为提供用于播放的主要节目服务(MPS)以及站信息服务(SIS)所需的硬件和软件。SIS提供诸如呼号、绝对时间、与GPS相关的位置等等之类的站信息。导出器通过音频接口接受数字MPS音频76，并压缩音频。导出器也复用MPS数据80、导出器链路数据74、以及经过压缩的数字MPS音频，以产生激励器链路数据82。另外，导出器还通过其音频接口接受模拟MPS音频78、并对它应用预先编程的延迟，以产生延迟的模拟MPS 音频信号90。此模拟音频可以作为用于混合IBOC广播的备份信道来播放。延迟补偿数字 MPS音频的系统延迟，使得接收器能够在数字和模拟节目之间调配，而不会产生时间偏移。 在AM传输系统中，由导出器将延迟的MPS音频信号90转换为单信号，并作为激励器链路数据102的一部分直接发送到演播室和发射器间的链路(STL)。EASU 72从演播室自动化设备接受MPS音频92，将它在速率方面转换为适当的系统时钟，并输出信号的两个副本，一个是数字的76，一个是模拟的78。EASU包括连接到天线 75的GPS接收器。GPS接收器使得EASU能够得到主时钟信号，该主时钟信号同步于激励器的时钟。EASU提供导出器所使用的主系统时钟。EASU还用于在导出器发生灾难性的故障并无法再运行的情况下将模拟MPS音频绕过(或重定向)，不穿过导出器。绕过的音频82 可以被直接馈送到STL发射器，消除了停播事件。STL发射器98接收延迟的模拟MPS音频100和激励器链路数据102。它通过STL 链路64输出激励器链路数据和延迟的模拟MPS音频，链路64可以是单向的或者双向的。 STL链路可以是例如数字微波或以太网链路，并可以使用标准用户数据报协议(UDP)或标准传输控制协议(TCP)。发射器位置包括STL接收器104、激励器106以及模拟激励器110。STL接收器104 通过STL链路64接收包括音频和数据信号的激励器链路数据以及命令和控制消息。将激励器链路数据传递到产生IBOC波形的激励器106。激励器包括主机处理器、数字向上变频器、RF向上变频器、以及激励器引擎子系统108。激励器引擎接受激励器链路数据，并调制 IBOC DAB波形的数字部分。激励器106的数字向上变频器将激励器引擎输出的基带部分从数字变换为模拟。数/模变换是基于GPS时钟进行的，GPS时钟与导出器的基于GPS的、从 EASU得到的时钟是共用的。如此，激励器106还包括GPS单元以及天线107。激励器的RF向上变频器将模拟信号向上变换为适当的带内信道频率。然后，将经过向上变换的信号被传递到大功率放大器112以及天线114，用于广播。在AM传输系统中， 激励器引擎子系统连贯地将备份模拟MPS音频添加到混合模式下的数字波形中；如此，AM 传输系统不包括模拟激励器110。另外，激励器106还产生相位和幅度信息，并将数模信号直接输出到大功率放大器。在某些配置中，单块激励器组合导出器和激励器引擎的功能，如图10的广播系统拓扑所示。在这样的情况下，激励器108'包含提供MPS和SIS所需的硬件和软件。SIS与 EASU 72'中的GPS单元连接，以得到传输定时和位置信息所需的信息。激励器108'通过其音频接口接受来自音频处理器210的数字MPS音频，并压缩该音频。然后，此经过压缩的音频与在线路212上馈送给激励器的主要节目服务数据(PSD)以及高级应用服务数据流被复用。然后，激励器对此复用的位流执行OFDM调制，以形成HD无线电波形的数字部分。激励器还通过其音频接口从音频处理器214接受模拟MPS音频，并应用预先编程的延迟。此音频作为混合配置中的备份信道来播放。延迟补偿数字MPS音频中的数字系统延迟，使得接收器能够在数字和模拟节目之间混合，而不会产生时间偏移。延迟的模拟MPS音频被发送到STL，或直接发送到模拟激励器110。可以在两个基本拓扑中部署广播系统的组件，如图10和11所示。在单频率网络的上下文中，可以将演播室位置视为源，而可以将发射位置视为节点。在不显著地增大STL 链路的带宽以适应额外的HD无线电音频信道的情况下，图10所示出的单块拓扑不能支持 AAS服务。然而，图11所示出的导出器70/激励器引擎109拓扑自然地支持添加AAS服务， 因为AAS音频/数据被首先处理，并被复用到现有的E2X链路上，而不额外地将STL带宽要求增大到高于MPS服务所需要的带宽要求。在图12中更详细地示出了此拓扑。图3、10、11以及12中的彼此相当的项目具有相同项目号。使用各种波形，可以在AM和FM无线电频带中发射IBOC信号。波形包括FM混合 IBOC DAB波形、FM全数字IBOC DAB波形、AM混合IBOC DAB波形，以及AM全数字IBOC DAB 波形。图4示出了可以被用来实施本发明的导出器系统120和激励器引擎系统122的某些部分的基本框图，以强调整个系统中的时钟信号的配置示出。导出器系统被示为包括嵌入式导出器124、导出器主机126、锁相回路(PLL) 128，以及GPS接收器130。音频卡132接收线路134上的模拟音频，并将模拟音频发送到总线136上的导出器主机。导出器主机将延迟的模拟音频发回到音频卡132。音频卡132将延迟的模拟音频发送到线路138上的模拟激励器。音频卡140接收线路142上的数字音频，并将数字音频发送到总线144上的导出器主机。导出器主机将解压缩的数字音频发回到音频卡140。可以在线路146上监视数字音频。在线路148上将AAS数据提供给导出器主机。GPS接收器被耦合到GPS天线150， 以接收GPS信号。GPS接收器在线路152上产生每秒一个脉冲(I-PPS)的时钟信号，并在线路巧4上产生IOMHz信号。PLL将44. 1时钟信号提供给音频卡。导出器主机在线路156 上将导出器到激励器引擎(E2X)数据发送到激励器引擎。激励器引擎系统被示为包括嵌入式激励器引擎158、激励器引擎主机160、数字向上变频器(DUC) 162、RF向上变频器(RUC) 164，以及GPS接收器168。GPS接收器被耦合到 GPS天线170，以接收GPS信号。GPS接收器在线路172上产生每秒一个脉冲(I-PPS)的时
钟信号。一般而言，激励器基本上是导出器和激励器引擎在单一箱子中，组合有导出器主机以及激励器引擎主机功能。同样，在一种实现中，GPS单元和各种PLL可以驻留在EASU 中。然而，在图4中，为简明起见，它们被示为驻留在导出器和激励器引擎中。从图4可以看出，DUC和音频卡都由相同的IOMHz时钟进行驱动，如果它们两者都 GPS同步到GPS I-PPS信号。导出器主机和激励器引擎主机两者都可以访问每秒一个脉冲 (I-PPS)的时钟信号。此时钟信号被用来将准确的开始触发器提供给音频采样和波形开始两者。在导出器主机中，I-PPS时钟信号被用来生成与站信息服务(SIQ数据一起传输的时间信号(ALFN)。此系统的一个方面是模拟音频和数字音频之间的相对延迟。
图13示出了此定时的简图。在、，音频卡开始收集模拟和数字音频样本两者。对于数字通路，这些样本在它们可以在td被处理和以无线方式传输之前首先被缓冲和压缩。 缓冲区长度正好是1调制解调器帧或 1. 4861秒，并且处理延迟大约是0. 55秒。一旦接收到数字信号，接收器正好要花3个调制解调器帧(或 4. 4582秒)来处理数字信号，并使数字音频在tf可用。因此，为了使模拟和数字信号被时间对准，在tf，模拟音频必须被延迟4个调制解调器帧加任何激励器处理延迟( 6. 5秒)之后才能被传输。任何模拟音频处理延迟或传播延迟都没有被表示，因为它们太小，难以被表示，但是当尝试同步启动多个发射位置时，可能需要考虑。从软件角度来看，如此处前面所引用的NRSC-5文件所描述的，根据逻辑协议堆栈，执行HD无线电广播内容的封装和调制。此多线程环境，当用于需要高度准确并可重复的启动定时的系统中时，具有一个主要缺点，因为给每一个线程指定了时间片断，且操作系统协调和调度何时进行特定线程，导致接收线程处理数据的固有偏差。这在层1 (调制层) 是最关键的，其中，DUC不被启动，直到在它处理了第一数据帧之后。作为结果，在当音频卡开始收集样本时和当DUC开始输出样本时之间存在固有的抖动。每当系统被重新启动时， 此抖动本身表现为模拟/数字未对准。观察到启动抖动差不多有20msec。执行层4到层 1中的功能的嵌入式导出器使原始多线程方法改进，将整个系统的定时缩小为更确定性的 启动抖动现在在大约Imsec内。虽然启动抖动已经被显著地缩小，但是，若没有音频采样的开始和DUC波形的开始之间的某种类型的同步，则它永远不会被消除。此处所描述的用于 SFN的系统设计解决了此固有的启动定时易变性。基于系统要求，此设计有四个主要方面波形准确性、时间对准、频率对准，以及可调节性。依次解决这些方面中的每一个方面。波形准确性关于波形准确性，因为由每一个发射器广播的时域波形必须是相同的，每一个 OFDM符号不能只是时间对准的，而是必须包含相同的信息。SFN中的每一个发射器都必须在相同时间辐射相同的OFDM符号，使得数据在时域中是同步的。OFDM符号的准确性意味着，必须以相同的方式处理信息(音频和数据两者)。即，在用于HD无线电系统中的分层系统架构中，被调制的每一个层1协议数据单元(PDU)必须是位准确的。尽管图10所示出的单块拓扑对于使得现有的SFN能够逐渐迁移到HD无线电广播是有利的，但是，从波形准确性的观点来看是不切实际的。首先，音频编解码器显示滞后，并且在不查看输入的历史的情况下，无法预测输出。这意味着，如果网络的一个节点在与其它节点不同的时间被启动，则来自音频编解码器的输出可以是不同的，即使输入系统的音频信号是完全对准的。其次，输入系统的PSD信息是非确定性的，并且还显示了滞后。最后， 单块拓扑不会轻松地允许使用高级功能。给定了单块拓扑的上面的缺点，用于支持SFN的逻辑选择是图11和12所示出的导出器/激励器引擎拓扑。在此拓扑中，从单一点处理用于每一个网络节点的所有源材料， 产生位准确的层1PDU，因为层1处理是确定性的(即，显示不滞后)，在给定相同输入的情况下，每一个激励器弓I擎节点都将产生相同的波形。导出器/激励器引擎拓扑不限于单一的导出器激励器引擎对，而是导出器软件被设计成向多个激励器引擎发送相同数据。必须小心，保证所支持的激励器引擎(节点)的数量不会超出系统的定时限制。如果节点的数量变多，则必须将UDP广播或多播能力添加到广播系统中。时间对准关于时间对准，必须在SFN的每一个节点处产生相同的OFDM波形，SFN中的每一个节点必须确保它正好同时正在传输相同的OFDM符号。如在此描述中所使用的，节点是指演播室STL发射器，以及远程站发射器。同步启动和异步启动两者都必须被解决。同步启动是每一个节点处的激励器引擎在线并在导出器上线之前等待接收数据。异步启动是在导出器在线之后在任何任意时间单个节点处的激励器引擎上线的情况。在这两种情况下，必须保证所有节点处的OFDM波形的绝对时间对准。另外，时间对准的任何方法都必须对于网络抖动是强健的，并解决每一个网络节点的不同的网络路径延迟。在大多数以前已知的SFN实现中，将发送到每一个节点的某些额外数据添加到 STL链路中。此另外的数据基本上是时间参考信号。在每一个节点处，OFDM调制器使用此时间戳来计算本地延迟，以便实现公共无线广播时间。然而，本发明的方法利用I-PPS GPS 时钟信号和与每一个数据帧相关联的ALFN时间之间的某些关系或几何数据(geometry)以保证绝对时间对准，而无需跨E2X链路发送额外的定时信息。SFN要求，如果激励器位置彼此以及与主要并且是唯一的导出器异步地上线，则保留位置之间的绝对时间对准。如此，同步启动(激励器位置在导出器上线之前在线)和异步启动两者都需要保留波形对准。即，网络上的每个激励器都将在与每一个其它激励器相同瞬间产生相同波形。这里所描述的方法依赖于GPS接收器在需要被对准的每一个位置是有效的，并且是锁定的。GPS接收器提供每秒一个脉冲(1-PPQ硬件信号，该信号将跨平台地产生时间对准，并且来自GPS的IOMHz信号将跨平台地产生频率和相位对准。波形将在绝对层1帧编号(ALFN)对准和开始，ALFN是一个有理数(44100/65536)乘以自从GPS开始时间1980 年1月6上午12:00以来的秒数的索引。导出器中的主要节目服务(MPS)音频的开始是受控制的，使得波形可以在ALFN时间边界开始，带有同步启动(激励器引擎已经上线并在等待)或者异步启动(在导出器有效之后的任何任意时间激励器引擎在线)。可以被用来确保数字波形在准确的ALFN时间边界开始的一个机制是将数字向上变频器(DUC)置于其中可以向DUC提供偏移的操作模式。偏移控制DUC波形何时将在下一 I-PPS信号之后开始，下一 I-PPS信号是在中断线上被输入的。I-PPS信号被输入到DUC， 作为对控制DUC的固件处理器的中断。在DUC驱动器电平，给DUC固件处理器提供“要在下一 I-PPS之后开始的毫微秒数”值，该值具有大约17毫微秒的分辨率。时间量被变换为 DUC固件处理器的59. 535MHz时钟周期的数量。用于启动的这种类型的DUC “待发状态”或设置将使得对于DUC波形的“硬件级”时间能够同步启动。知道第一音频样本的准确时间是十分重要的，以便使音频开始时间到波形开始时间保持恒定。某些音频卡可以被以与DUC硬件被待命中断和触发相似的方式来待命中断和触发。没有硬件触发器的音频卡的一个例子是iBiquity参考音频卡。代替硬件触发，音频卡驱动器在音频卡被启动时获取主机处理器的64位循环计数。当输入I-PPS信号时，也获取主机处理器的循环计数，如此，存在将音频开始采样的时间与GPS时间相关联的机制。首选的方法会是将音频采样直接与I-PPS信号关联。只要音频卡在3个潜在的I-PPS信号中的一个之前几百毫秒被启动，那么，将存在一个几何数据，使得当在激励器引擎处接收数据消息时，在下一 ALFN之前将会有唯一的单一 I-PPS信号，有足够时间利用对于下一 ALFN必要的延迟缓冲，以待命中断DUC。在图14 中示出了这种同步“可启动的”几何数据的例子。在异步启动的情况下，已经建立了逻辑组帧。但是因为在ALFN和I-PPS信号之间没有整数关系，并且导出器的启动时间是未知的，因此，I-PPS和正确的ALFN之间的相位也是未知的。只要导出器中的音频卡在适当的I-PPS 信号之前 0. 9秒被启动，就可以建立一个几何数据，使得即时的ALFN或下一 ALFN将显示启动DUC所需的适当的I-PPS与ALFN关系。在图15中示出了此情况的例子。图5是用于验证跨平台同步的拆分配置导出器平台180和激励器引擎平台182的框图。从图5可以看出，导出器和激励器引擎平台各自具有GPS接收器184、186，它们都被引用到公共时基(即，主时钟)。在导出器平台中，由GPS接收器单元所产生的I-PPS脉冲被定向到并行端口引脚188，并被输入到导出器主机代码。应该理解，图5的框图示出了可以以许多方式实现的功能集合。—个优选的实现使用在导出器平台和激励器引擎平台上被称为TSMX的时空管理软件模块。同步启动应用中的TSMX模块的角色是收集带有I-PPS信号的64位循环计数的 GPS时间信息，并将所有该信息提供给音频层(在导出器平台上)或激励器引擎II类代码 (在激励器引擎平台上)。当在并行端口上输入I-PPS信号时，TSMX模块190经由串行端口将来自GPS硬件的时间戳精确地附加到64位循环计数。这会将必要的信息提供给音频层192，以便可以尝试同步启动。将来自音频层的音频信息传递给嵌入式导出器194，并通过数据链路复用器196传输到激励器引擎。在激励器引擎平台上，DUC硬件198包括作为硬件级中断信号，从GPS接收器输入 I-PPS硬件信号的机制。在输入端，此信息被盖上时间戳(64位循环计数)，并被发送到TSMX 模块200。TSMX模块将GPS时间与最后一个I-PPS的64比特循环计数封装在一起，使它们对激励器引擎II类代码可用，以计算适当的开始时间。利用此机制，导出器平台和激励器引擎平台两者都基本上在公共时基上。下面将描述I-PPS时钟信号和ALFN定时之间的定时关系。潜在的ALFN时间(准确时间，每1. 486077秒)与1-PPS时间是完全异步的。如此，为了处理任何任意系统开始时间，同步启动算法必须处理任何可能的I-PPS和ALFN时间几何数据。可以表明，只要音频卡在3个潜在的I-PPS信号中的一个之前几百毫秒被启动，那么将存在一个定时几何数据，使得当在激励器引擎处接收数据消息时，在下一 ALFN之前将会有唯一的单一 I-PPS信号，有足够时间待命中断或设置DUC以在下一 ALFN时间开始。为了确保I-PPS和ALFN时间的“可启动的”几何数据，已经开发了一个定理，该定理限制了 ALFN时间和用于同步启动的任何3个连续的I-PPS之间的距离。ALFN时间、I-PPS 和音频开始的“可启动的”几何数据是在下一 I-PPS之前几百毫秒首先发生音频开始采样。 在该I-PPS上，利用该I-PPS之后的必要的延迟来待命中断DUC，以开始波形，使得波形在下一准确的ALFN时间过渡为通。如果波形在ALFN时间开始，那么ALFN时间必须在该I-PPS之后超过某一数值，使得可以待命中断DUC。ALFN时间可以被表示成am = (α/β)πι其中，β < α <2β和m是通常仅被称为ALFN的ALFN索引。在我们的特定情况下，α = 65536，并且，β = 44100。对于每个η，存在三个连续的整数，η、η+1、η+2，使得 P e {n，n+l，n+2}，以及am-p < 2-( α/β)这暗示，在任何任意系统开始时间的3个I-PPS内存在几何数据，不管任意的AFLN 时间/I-PPS几何数据，其中，ALFN时间和I-PPS之间的差小于 0. 5139秒。这使得能够设置几何数据，其中，音频开始在I-PPS之前发生，ALFN时间在I-PPS之后0. 5139秒内发生。从系统角度来看，这是重要的，因为导出器将计算几何数据，并将能够在I-PPS之前不久开始音频采样，其中，ALFN时间在0. 5139秒内。这将使音频开始到波形开始保持尽可能小，而同时仍保持音频开始/1-PPS/ALFN时间几何数据。在一个特定系统中，音频开始到波形开始是0.9秒。图6是导出器与激励器同步启动操作中的主要组件的时间线。如图6所示，导出器将等待I-PPS发生，并将此叫做设置1-PPS。此时，L5导出器代码不知道I-PPS和ALFN 时间的定时关系。如果下一 ALFN时间落在被标记为“使用pps η的区域”的区域中，则音频将在下一 I-PPS之前0. 9秒被开始。如果下一 ALFN时间在标记为“使用pps η+2”的区域的相邻区域中发生，那么音频开始将被延迟，直到标记为“音频采样开始”的行中的被标记为“使用pps η+2的区域”的区域。这种启动方案将被延迟的原因是为了在音频开始和 ALFN时间之间发生1-PPS，以开始波形。如果不在这头2个区域，ALFN时间可能发生的唯一其它可能的地方位于标记为“使用pps η+1的区域”的区域。如果使用此开始方案，那么， 音频开始将在标记为“使用PPS η+1的区域”区域发生。选择0. 9秒时段，以满足同步启动和异步启动条件。异步情况涉及有效的导出器以及此后上线的激励器引擎。在此情况下，已经由导出器建立逻辑组帧，然而，在激励器引擎启动时间，我们不知道I-PPS与ALFN时间的相位关系。在异步启动的情况下，已经建立了逻辑组帧。但是因为在ALFN和I-PPS之间没有整数关系，并且导出器的启动时间是未知的，因此，I-PPS和正确的ALFN时间之间的相位也是未知的。可以表明，只要导出器中的音频卡在适当的I-PPS信号之前 0.9秒被启动，就可以建立一个几何数据，使得即时的ALFN时间或下一 ALFN时间将显示启动DUC所需的适当的I-PPS与ALFN时间关系。图7是导出器与激励器异步启动操作中的主要组件的时间线。在图7中，在顶行示出了通过ALFN时间分隔的ALFN索引(m、m+l、m+2、...)，导出器定时在下面，激励器引擎定时在导出器定时下面。底行示出了对于对应的々⑶则！！^+“或者!!!+ )的支持的区域。黑格子线和标记为“1秒”的框旨在示出ALFN时间和I-PPS信号之间的可能的许多几何数据。 重要的是要认识到，如果导出器如导出器行所描述的那样已经设置初始定时(在ALFN时间之前0. 9秒启动音频)，那么，不管激励器引擎何时在线，它们都应该在该ALFN时间之前大约0. 7秒接收用于下一 ALFN时间波形输出的数据。然后，根据底行，如果下一 I-PPS发生在标记为“PPS在这里，使用下一 ALFN”的区域，则下一 ALFN时间将是波形开始时间。如果情况不是这样的，那么，可能需要跳过一个调制解调器帧(正好1个ALFN时间)，并期待下一 ALFN时间，以开始波形。如果将所有I-PPS线移动到一起，则可以观察到在特定ALFN时间用于开始波形的I-PPS支持的区域。图7示出了需要0.9秒来建立一个几何数据，使得当发生异步启动时，可以使用即时的ALFN(m)时间或下一 ALFN(m+1)时间来作为波形开始时间。参考系统上的一种特定实现大约要花200毫秒将时钟消息从音频开始转移到激励器引擎。查看问题的约束的另一种方式如下。如果我们期望在候选的ALFN时间之前找到激励器引擎的令人满意的待发状态时间，那么，在满足下列公式的点am-pn = arm- ε ,(其中，arm是在下一Pn I-PPS与ALFN时间知的待发状态时间差，ε是保护时间间隔)，差太小并且我们必须使用下一 ALFN时间。管理该边界的等式将是am+1-pn+2 彡 ε从上面的等式代入，我们发现arm ^ 2- ( α / β )如果我们移动暗的I-PPS线的序列，使得在第一 “ 1秒”区域的剑背后沿有一个，am-pn ( ε那么am+1-pn+1 = δ但是，下列等式也成立am+1-pn+1 彡 arm-ε求解δ，我们得到δ 彡(α /β )-1+ ε如此，选择arm为0.7，ε的保护时间间隔为25毫秒，将把音频开始到波形开始置为大约0. 9，并给出足够的空间来支持第一 ALFN时间开始或者第二 ALFN时间开始。可以基于arm值、1-PPS，以及当我们清楚要进行计算时我们处于什么时间，即，在时钟信号已经到达激励器引擎之后，简单地计算可用于开始波形的ALFN时间。然而，在检查各几何数据并取决于arm值有多小之后，在出现启动几何数据之前，其未来可以是多个 ALFN时间。图8示出了导出器与激励器同步中的主要组件的时间线。这里，通过大体一致地移动I-PPS线，可以看出，如果我们选择太小的音频开始到波形开始时间间隔，可能不能找到有I-PPS和ALFN时间的可启动的几何数据的解决方案。对于这里所描述的例子，0. 9或 0. 8秒的音频开始到波形开始时间足以保证多个ALFN时间内的可启动的几何数据。本发明提供了不要求与传输的数据一起发送定时信息的同步方法。所描述的方法的一种实现可以依赖于硬件组件中的某些特征，以确保可以计算准确的定时。首先，音频卡必须具有将允许它们要么在I-PPS信号上被启动或延迟启动的硬件触发器，或者替换地音频卡必须在它们开始采样时记录循环计数，如此，可以执行准确的定时计算。尽管可以使用记录循环计数的音频卡，但是，硬件触发器是强健得多的方法。频率对准对于具有GPS锁定的传输设施的联网系统，总的绝对数字载波频率误差必须在士 1. :3Hz内。对于具有非GPS锁定的传输设施的系统，总的绝对数字载波频率误差必须在士 130Hz 内。可调节件SFN要求在每一个激励器处调节波形定时的能力，以引入各位置之间的相位延迟。 这些相位延迟可以被用于调节准确的覆盖区域轮廓。一旦完成了发射器位置之间的波形同步，就可以使用每一个位置处的相位调节， 以形成重叠覆盖区的轮廓。在不相等的发射器功率平衡的情况下，在相等场强的点不位于相等距离点的情况下，其中一个发射器处的信号延迟必须被有意而准确地改变。这会改变延迟曲线相对于信号电平曲线的位置，消除了有问题的区域或使得它们能够转移到诸如山顶或水体上方之类的没人居住的地区。为了促进该对SFN的“调谐”，已经向激励器引擎软件中添加了滑动缓冲器(如图 9所示)，使得延迟能够被调节到IFM样本或1. 344 μ sec的分辨率，或传播延迟的1/4英里和高达总延迟补偿的士23. 22毫秒，或大约传播延迟的士4300英里。滑动缓冲器是环形缓冲器，长度为48个FM符号。由于缓冲器写入进行一次一个符号或2160IQ样本对，在每一个操作之后，写入指针可以递增符号大小，模缓冲区大小。整个缓冲器是48个符号长，并且写入指针将始终在符号边界换行。必须管理缓冲器读取，以允许高达1/4的FM块或17^0IQ样本对的样本滑动，前向的或反向的。对滑动缓冲器的控制只在FM块边界发生，即，每32FM符号或92. 88毫秒。 在每一个块开始处，读取指针前进或推后对该块施加的样本滑动的数量，然后，将整个数据块读取到输出缓冲器中。跳过或者重复样本，以实现所期望的滑动。通过控制界面，提供要滑动的样本数量，以及应该对其应用滑动的块的数量。由于读取指针最初是在写入指针后面17280个样本以及在第一数据块的末尾前面17280个样本，在用完缓冲器的“滑动”部分之前，它可以在任一方向累加高达17280IQ样本滑动。由于在每一个块边界读取指针正在被移动任意数量的样本，因此可以成碎块地向输出缓冲器进行复制。在数据已经被复制到输出缓冲器之后，在最后一个在输出缓冲器中返回之后，读取指针将始终指向IQ样本对。尽管已经根据多个例子来描述本发明，但是对那些本领域的技术人员显而易见的是，在不偏离如下面的权利要求所定义的本发明的范围的情况下，可以对所公开的例子作出各种改变。上文所描述的实现及其他实现都在权利要求书的范围内。
权利要求
1.一种广播方法，包括使用第一发射器来发送包括与第一 GPS脉冲信号同步的多个数据帧的信号； 在第一远程发射器处接收所述信号；在所述第一远程发射器处使所述帧同步于第二 GPS脉冲信号；以及将同步帧从所述远程发射器传输到多个接收器。
2.如权利要求1所述的方法，还包括在第二远程发射器处使所述帧同步于第三GPS脉冲信号；以及将所述同步帧从所述第二远程发射器传输到所述多个接收器。
3.如权利要求2所述的方法，其中，调节由所述远程发射器传输的同步帧之间的相位延迟，以相对于信号电平曲线改变信号延迟曲线，并形成所述远程发射器的重叠覆盖区域。
4.如权利要求3所述的方法，其中，使用样本滑动缓冲器来实现所述相位延迟调节。
5.如权利要求1所述的方法，其中，在所述第一发射器和所述远程发射器之间不传送定时信息。
6.如权利要求1所述的方法，其中，所述第一和第二GPS脉冲信号包括相隔一秒的多个脉冲，关于帧和脉冲的开始时间的定时几何数据用于在远程发射器处使帧同步。
7.如权利要求1所述的方法，还包括对音频信息进行采样并将样本组合为所述多个帧，其中，对于每一个帧的采样在所述第一 GPS脉冲信号中的一个脉冲的预定时间内开始，并且，每一个帧与绝对层1帧编号相关联。
8.如权利要求7所述的方法，其中，每一个帧的开始是在对应于所述绝对层1帧编号的时间被发送的。
9.一种广播系统，包括第一发射器，用于发送包括与第一 GPS脉冲信号同步的多个数据帧的信号；以及第一远程发射器，包括用于将所述帧与第二 GPS脉冲信号同步并用于将同步帧传输到多个接收器的电路。
10.如权利要求9所述的广播系统，还包括第二远程发射器，包括用于使所述帧同步于第三GPS脉冲信号并用于将同步帧传输到多个接收器的电路。
11.如权利要求10所述的广播系统，其中，调节由所述远程发射器传输的同步帧之间的相位延迟，以相对于信号电平曲线改变信号延迟曲线，并形成所述远程发射器的重叠覆盖区域。
12.如权利要求11所述的广播系统，其中，所述远程发射器包括样本滑动缓冲器，以调节同步帧的相位延迟。
13.如权利要求10所述的广播系统，其中，在所述第一发射器和所述远程发射器之间不传送定时信息。
14.如权利要求9所述的广播系统，其中，所述第一和第二GPS脉冲信号包括相隔一秒的多个脉冲，并且关于帧和脉冲的开始时间的定时几何数据用于在远程发射器处使帧同步。
15.如权利要求9所述的广播系统，其中所述第一发射器采样音频信息并将样本组合为所述多个帧，其中，对于每一个帧的采样在所述第一 GPS脉冲信号中的一个脉冲的预定时间内开始，并且每一个帧与绝对层1帧编号相关联。
16.如权利要求15所述的广播系统，其中，每一个帧的开始是在对应于所述绝对层1帧编号的时间被发送的。
17.一种使广播系统中的平台同步的方法，所述方法包括 在基发射器和多个远程发射器处接收主时钟信号；在所述主时钟信号中的第一时钟脉冲之前的预定时间间隔内在所述基发射器处开始音频采样；将音频样本组合为音频帧；在所述第一时钟脉冲之后发生的绝对层1帧编号时间，开始将所述音频帧从所述基发射器传输到所述远程发射器；在所述远程发射器处接收所述音频帧；以及从对应于绝对层1帧编号时间的音频帧的时间开始，从所述远程发射器传输所述音频帧。
18.如权利要求17所述的方法，其中，所述主时钟信号包括具有每秒一个脉冲的时钟脉冲的GPS时钟。
19.如权利要求18所述的方法，还包括将偏移提供给数字向上变频器，其中，所述偏移是在其中应该接通所述数字向上变频器波形的下一 GPS时钟脉冲之后的时间量。
20.如权利要求17所述的方法，其中，预定的时间间隔是大约0.9秒。
全文摘要
一种广播方法，包括使用第一发射器来发送包括与关于第一GPS脉冲信号同步的多个数据帧的信号，在第一远程发射器处接收信号，在第一远程发射器处使帧同步于第二GPS脉冲信号，以及将同步帧从远程发射器传输到多个接收器。还提供了实现该方法的系统。
文档编号G01S5/02GK102272621SQ200980153210
公开日2011年12月7日 申请日期2009年12月3日 优先权日2008年12月31日
发明者M·G·巴拉苏布拉马尼亚, R·扬努利, S·D·马特森 申请人:艾比奎蒂数字公司