电流检测的制作方法
【专利摘要】本发明公开了电流检测。一种电流感测电路，用于测量电池的充电水平。该电路包括：分流电阻器（R10），连接在电池的高侧端子与用于将电池连接到负载的负载/充电端子之间；转换电路，被布置成在一对电流检测端子（GG_SRP、GG_SRN）上产生与分流电阻器的电压成比例的电压；其中，电流检测端子中的一个端子（GG_SRP）设置在一端子连接到电池的高侧端子与分流电阻器（R10）之间并且另一端子接地的第一电流路径上；电流检测端子中的另一个端子（GG_SRN）设置在一端子连接到分流电阻器（R10）与负载/充电端子之间并且另一端子接地的第二电流路径上。
【专利说明】电流检测
【技术领域】
[0001 ] 本公开涉及电流检测装置。
【背景技术】
[0002]人们期望能够确定电池或者电池单元或电池阵列的电流容量水平。电池能源管理(Gas gauge)(也被称为电池电量计(fuel gauge))电路可用于预测在电池组中存储的能量，或者换言之，电池组的电流容量。该预测可通过测量流入和流出电池的电荷的库伦进行推导。这被称为库伦计算法。这可通过测量跨电流检测(或者分流)电阻器上的电压降来实现，该电阻可被设置在电池的高侧(正极)或者低侧(0V或者接地)端子。对于低压电池(例如，3V至12V)，电流检测电阻器是设置在正极侧还是设置在低侧(可以是)接地(OV)端子并不至关重要。然而，对于高压电池(例如，24V至60V)，由于在商用现有的电池能源管理集成电路中使用的半导体处理大多是低操作电压，所以更希望在OV端子子处使用电流检测。用于这种类型电池的实例电池能源管理是具有24V的最大电源电压并且采用低侧电流检测的TI (德州仪器)bq27541_V200。该TI bq27541提供精确的容量估计并且因以典型的电池电流波形工作而为人所知。
[0003]不幸地是，难以在OV端子处设置电流检测电阻器，这主要是因为对OV端子的接入可能因需要将电池连接至共地(例如，车底盘)，或者需要在OV端子设置保护电路而受到限制。此外，可能会是用于对电池进行充电和放电的单独的OV端子。为此，在OV端子直接测量电流是不实际的。此外，可能存在连接到电池的正极端子的多个负载，并且期望对由各个和/所有负载耗用的电流进行测量。
[0004]如果电池设置有高侧电流检测电阻器，利用使用低侧电流检测(诸如，bq27541)的电池能源管理的直接接口是有问题的。
【发明内容】
[0005]根据本公开的第一个方面，提供一种用于测量电池的充电水平的电流检测电路，该电路包括:分流电阻器(R10)，连接在电池的高侧端子与用于将电池连接到负载的负载/充电端子之间；转换电路，被布置为在一对电流检测端子上(GG_SRP、GG_SRN)产生与分流电阻器的电压成比例的电压；其中，一个电流检测端子(GG_SRP)设置在一端连接在电池的高侧端子与分流电阻器(RlO)之间并且另一端接地的第一电流路径上，另一个电流检测端子(GG_SRN)设置在一端连接在分流电阻器(RlO)与负载/充电端子之间并且另一端子接地的第二电流路径上。
[0006]在高侧分流器上产生的电压的电平移动不是一项微不足道的任务。为了使功耗最小，在分流器上产生的电压通常为毫伏满刻度。为了通过具有任意精确度的36V(额定电池电压)转换该电平移动需要使用具有巨大共模抑制的电路。具体地，这是当存在可由变化的充电和负载电流引起电池上的高纹波电压时的一个担忧的问题。
[0007]第一电流路径可包括:第一电阻器(R21)，经由第一电阻器(R21)，所述的电流检测端子之一(GG_SRP)接地，以及串联设置的第二电阻器(R4)和第一晶体管(Q4)，经由第二电阻器(R4)和第一晶体管(Q4)，所述电流检测端子之一(GG_SRP)连接到电池的高侧端子；所述第二电流路径包括:第三电阻器(R20)，经由第三电阻器(R20)，所述电流检测端子的另一个(GG_SRN)接地，以及串联设置的第四电阻器(R5)和第二晶体管(Q8)，经由第四电阻器(R5)和第二晶体管(Q8)，所述电流检测端子的另一个(GG_SRN)连接到负载/充电端子；第一电阻器(R21)与第二电阻器(R4)具有相同的阻值，以及第三电阻器(R20)与第四电阻器(R5)具有相同的阻值；所述第一晶体管(Q4)和所述第二晶体管(Q8)共同将跨第二电阻器(R4)的电压降与跨第四电阻器(R5)和分流电阻器(RlO)的联合电压降控制为基本相同。
[0008]第一晶体管(Q4)和第二晶体管(Q8)可由反馈电路控制，该反馈电路包括:驱动电路，可操作地驱动第一晶体管(Q4)和第二晶体管(Q8)的栅极以增加或者降低在第二电阻器(Q4)上的电压降并且增加或者降低在第四电阻器(R5)和分流电阻器(RlO)上的联合电压降；以及运算放大器，被配置为比较在第二电阻器(R4)的电压降与在第四电阻器(R5)和分流电阻器(RlO)上的联合电压降，并且控制驱动电路以驱动第一晶体管(Q4)和第二晶体管(Q8)的栅极；其中，如果在第二电阻器(R4)上的电压降大于在第四电阻器(R5)和分流电阻器(RlO)上的联合电压降，则反馈电路增加第一晶体管(Q4)的栅电压以降低在第二电阻器(R4)上的电压降，并且反馈电路降低第二晶体管(Q8)的栅电压以增加在第四电阻器(R5)和分流电阻器(RlO)上的联合电压降，以及如果在第二电阻器(R4)上的电压降小于在第四电阻器(R5)和分流电阻器(RlO)上的联合电压降，则反馈电路降低第一晶体管(Q4)的栅电压以增加在第二电阻器(R4)上的电压降，并且反馈电路增加第二晶体管(Q8)的栅电压以降低在第四电阻器(R5)和分流电阻器(RlO)上的联合电压降。
[0009]驱动电路可包括:处于比电池的高侧端子低的固定电压的附加的电源轨；第一驱动路径，一端连接在电池的高侧端子与分流电阻器(RlO)之间，以及另一端连接到该附加的电源轨，第一驱动路径可操作地驱动第一晶体管的栅极；以及第二驱动路径，一端连接在分流电阻器(RlO)与负载/充电端子之间，以及另一端连接到该附加的电源轨，第二驱动路径可操作地驱动第二晶体管的栅极。
[0010]第一驱动路径可包括:第五电阻器(R8)、将第一驱动路径与第二驱动路径连接在一起的电流镜(Q7)的第三晶体管、和第六晶体管(R17)，以及第二驱动路径包括:第七电阻器(R11)、电流镜(Q7)的第四晶体管、第五晶体管(Ql-Α)、第六晶体管(Ql-B)和第八电阻器。
[0011]电流检测电路可包括对运算放大器的输出进行低通滤波的滤波电路。
[0012]电流检测电路可包括:参考路径，一端连接在分流电阻器(RlO)与负载/充电端子之间，另一端连接到该附加的电源轨，参考路径包括:第九电阻器(R9)和第十电阻器(R12)，第九电阻器(R9)和第十电阻器(R12)形成分压器并将其输出的参考电压输出到第五晶体管(Ql-A)和第六晶体管(Ql-B)中的每一个晶体管的栅极。
[0013]运算放大器的平滑输出可在第五晶体管和第六晶体管中的每一个晶体管的发射极断言(assert)。
[0014]在电池的高侧端子上的电压变化时，可控制在第一晶体管上和在第二晶体管上的电压降以维持在第二电阻器上的恒定电压降和在第四电阻器和分流电阻器上的恒定联合电压降。【专利附图】
【附图说明】
[0015]现在将参照附图并仅以实例的方式描述本发明的实施方式，其中:
[0016]图1示出了可以应用本发明的实施方式的实例电池的伏安特性；
[0017]图2示意性地示出了针对模拟设备AD8218高侧分流放大电路的典型应用电路的电路图；
[0018]图3示意性地示出了根据本公开的第一实施方式的电流检测电路；
[0019]图4示意性地示出了根据本公开的第二实施方式的电流检测电路；
[0020]图5示意性地示出了图4中所示的电路使用低性能运算放大器的情况下针对该电路的增益误差；
[0021]图6示意性地示出了具有偏移校正的图5的增益误差数据；以及
[0022]图7示意性地示出了不具有偏移校正情况下使用0PA333运算放大器的增益误差。
【具体实施方式】
[0023]参照图1，示意性地示出了以250W的平均功率进行充电的实例安钛克(Antec)电池组的电池伏安特性图。该实例安钛克电池组包括10个串联连接的锂离子磷酸盐电池(有时写为锂离子电池)。通常，锂离子磷酸盐电池的额定电池电压为3.6V并在充电结束时达到4.1V。放电期间的最小电压应被限制为大于2.4V以避免不可逆的毁坏。因此，假定该实例安钛克电池组的额定电压为36V，工作范围为24V到41V。该电池可以用于主并网反相器的电源电池。图1中的图表示出了在安钛克电池组的假定工作范围内以250W输出到并网的峰值、平均、以及RMS (均方根)电池电流。已假定87%的效率。
[0024]基于(图1中24V的电池电压)15A的RMS电流和2W (瓦特)最大功耗预算的最坏情况，使用5πιΩ分流电阻器(实际功耗1.1W)。5mΩ分流电阻器在24A时的峰值电压是120mV。可以容易地获得适合的分离器，例如，具有100ppm/°C或者更佳的温度系数的2512组件(例如，Welwyn ULR25系列，l%、50ppm/°C )。对于实例应用，最小额定功率可达到50W，这等于在电压平均是36V时约为1.4A的电池电流。作为设计目标，电流检测电路的校准精度在该电流时应当优于1%。
[0025]在电流是1.4A时在5ι?Ω分流器上产生的电压是7 μ V。电池电压能够从放电时的24V至满充时的41V之间变化。为了通过具有所述0.5%的最大误差的变化电池电压转化分流电压降，将需要114dB的共模抑制比。类似地，需要任何未校准的偏移小于35 μ V。
[0026]针对高侧电流检测的标准解决方案是使用精密差分放大器。为了获得共模输入电压范围，采用精密电阻分压器。为了获得最佳性能，电阻网络通常与高性能运算放大器一起集成在片上。该方法的实例是模拟设备AD8218，图2中示出了其模拟装置AD8218的典型应用电路。
[0027]制约该方法性能的主要因素是图2中所示的四个电阻器R1、R2、R3与R4之间的匹配。这些电阻器之间在数值上的任何错配直接转化到共模增益。AD8218内部的电阻器被匹配在0.01%内，但即使具有该匹配度，典型的共模抑制比被报为IlOdB,其最小值为90dB，远低于满足上述精确目标所需要的。该电路还针对电流仅在一个方向上流动的单向运行而设计。[0028]参照图3，示出了更好的方法。在图3中，电流源被用于将在分流器上产生的小电压转换成此后能够易于通过所需共模电压被变换的电流。
[0029]在图3中，分流电阻器10连接到电池的正极(Vbat)端子5。在分流电阻器10上的电压提供对流经分流电阻器10的电流进行测量，并且经过一段时间的对电流的测量可被用于预测电池的电流充电水平。
[0030]考虑在点15测量由连接到端子5的电池供应的电流的放电情况。当电流流经分流电阻器10，端子15的电压将低于端子5的电压。如果假定在启动时通过电阻器35的电流是0V，运算放大器60的同相输入端的电压低于其反相输入端的电压。因此，运算放大器60上的电压将为Vbat。经由致使FET45截止的电阻器65将该电压施加到场效应晶体管(FET) 45。因此，将不会有电流流经电阻器35或者电阻器40并且至电池能源管理75的输出会为OV。只要电池正处于放电，就会保持该情形。
[0031]包括电阻器20、电阻器25和场效应晶体管(FET) 30的电流路径连接在电池的正极端子5与OV端子之间。电阻器20和电阻器25中每一个电阻器的阻值是固定的，通常为同一值。FET30的阻值依据在其栅极断言的电压而变化，从而使得FET30成为可变电阻器。在FET30的栅极断言的电压是由运算放大器50经由电阻器35输出到FET30的栅极提供的。运算放大器50由电压轨Vbat和OV (用于运算放大器的电源连接未示出)供给，并且根据施加到运算放大器输入端子的电压而输出Vbat或者OV电压。具体地，运算放大器50的正相输入端连接在分流电阻器10与输出端子15 (其用于连接到负载或者充电装置)之间。运算放大器的反相输入端连接在第一电流路径的电阻器20与FET30之间。运算放大器50作为高增益放大器，当其正相输入端的电压高于其反相输入端的电压时，运算放大器输出朝向Vbat增加的电压,并且当其反相输入端的电压高于其正相输入段的电压时，输出朝向OV减小的电压。由运算放大器50进行的比较是比较在电阻器20上的电压降与在分流电阻器10上的电压降。通过基于在电阻器20上的电压降与在分流电阻器10上的电压降的比较来控制FET30的阻值，在电阻器20上的电压降可以被连续控制以反映在分流电阻器10上的电压降。由于电阻器20和电阻器25都是固定阻值的事实，在电阻器25上的电压降将与在电阻器20上的电压降具有固定关系。例如，如果电阻器20和电阻器25具有相同的阻值，则它们将呈现相同的电压降。从图3中可以看出，到电池能源管理的输出线之一70连接在FET30与电阻器25之间。因此，该输出线上的电压将与在电阻器20上的电压降相同，如上所述，在电阻器20上的电压降维持在与在分流电阻器10上相同的电压降。
[0032]现在将描述供给在端子15处的电流被传输到连接在端子5的电池的充电情况。当电流流经分流电阻器10，端子15将具有高于端子5的电压。如果我们假定在启动时流经电阻器20的电流是0V，运算放大器60的正相输入端的电压低于其反相输入端的电压。因此，运算放大器60的输出将为Vbat。经由电阻器55将电压施加到FET30，这导致FET30截止。因此，没有电流流经电阻器20或者电阻器25并且至电池能源管理的输出线70为0V。只要电池处于放电，就会保持该情形。
[0033]包括电阻器35、40和场效应晶体管(FET)45的电流路径的一端连接在分流电阻器10与负载/充电端子15之间并且另一端连接到电池的OV端子。电阻器35和电阻器40中每一个的阻值是固定的，通常为相同的值。FET45的阻值根据其栅极断言的电压而变化，从而使得FET45成为可变电阻器。在FET45的栅极断言的电压由运算放大器60经由电阻器65输出到FET45的栅极提供。运算放大器60由电压轨Vbat和OV(用于该运算放大器的电源连接未示出)供给，并且根据施加到其输入端的电压，输出趋向Vbat或者OV的电压。具体地，运算放大器60的正相输入端连接到电池的正极端子5。运算放大器的反相输入端子连接在第二电流路径的电阻器35与FET45之间。运算放大器60作为比较器，当正相输入端的电压高于反相输入端的电压时，输出趋向Vbat的电压，并且当反相输入端的电压高于正相输入端的电压时，输出趋向OV的电压。由运算放大器60进行的比较是比较在电阻器20和分流电阻器10上的联合电压降与电池的输出端子5上的电压。通过基于该比较来控制FET45的阻值，在电阻器20和分流电阻器10上的联合电压降可以被驱动为趋向O。由于电阻器35和电阻器40都是固定阻值的事实，在电阻器40上的电压降将与在电阻器35上的电压降具有固定的关系。例如，如果电阻器35、40有相同的阻值，则它们将呈现相同的电压降。从图3中可以看出，至电池能源管理的输出线之一 75连接在FET45与电阻器40之间。因此，该输出线上的电压将与在电阻器35的电压降相同，如上所述，在电阻器35的电压降维持在接近OV。
[0034]相应地，在放电期间，在电池能源管理端子70和75之一上呈现的电压将接近0，而在另一个电池能源管理端子75上的电压将对应于(或者，在电阻器20与电阻器25具有不同值的情况下，相关于)在分流电阻器10的负载/充电端子15侧测量的自Vbat的电压降。
[0035]在充电期间，在电池能源管理端子之一 70上呈现的电压会接近0，而在另一个电池能源管理端子75上呈现的电压将对应于(或者，在电阻器20与电阻器25具有不同值的情况下，相关于)在分流电阻器10的负载/充电端子15侧上测量的自Vbat的电压降。因此，在充电和放电期间，两个电池能源管理输出端子70与75之间的压差将与在分流电阻器10上的电压降相同(或者有关)。
[0036]因为图3中的电路针对其共模抑制比并不依赖于电阻器匹配，所以该电路能够实现所需性能。不同于图2中示出的解决方法，运算放大器必须从正极电池端子(Vbat)供电。这就需要使用输入端能够在外界的电源轨至少为120mV (充电期间的最大分流电压)工作的运算放大器。适合的装置可从制造商处获得，例如，TI (0PA333)和线性技术(LT1672)。
[0037]图3中方法的缺点在于一个运算放大器被用于针对正(充电)电流跟踪分流电阻器10的电压降而另一个运算放大器用于针对负(放电)电流跟踪分流电阻器10的电压降。这就意味来自每个电流方向的偏移不同，这将导致交越失真，并且使得经由bq27541进行偏移校准是困难或不可能的。难以获得偏移小于17.5μ V (±17.5 μ V=35 μ V)且具有所需的输入电压范围的运算放大器。为此，开发了图4中的电路。
[0038]在图4的电路中，单运算放大器被用于两个电流方向。偏移恒定，因此，容易地由bq27541校准该偏移。
[0039]在图4中，设置Vbat_5V的附加的电源轨120。这由电压调节器110产生。本实例中的电压调节器110工作高达41V并且具有适当的低静态电流。作为参考，对于通常提供的电压调节器，针对bq27541电池能源管理的静态电流是15 μ A加上60 μ A。电压调节器110利用国家半导体LM3411U4分流电压调节器和一些外部的晶体管Q5、Q6_A、Q6_B以产生所需电压轨。总静态电流是185 μ A，包括针对PNP通道元件的偏置电流100 μ A加上针对LM3411 的电流 85 μ Α。[0040]LM3411U4被设计成调节使得GND的电压为低于+IN(其接收组电压Vbat)的5伏。在Q6-A的基极的+5V电压致使晶体管导通。流经电阻器R2 (47kΩ )的电流约为IOOuA,其用于偏置晶体管Q5的基极，使得VBE (基极到发射极的电压降)低于调节器110的GND端子。如果调节器110的GND端子电压低于组电压-5V的电压(S卩，Vbat-5V)，则调节器11的输出端子的电压将更高。然后，这引起晶体管Q6-B导通。这转而又引起晶体管Q5截止并且调节器110的GND端子的电压升高。
[0041]类似地，如果调节器110的GND端子高于组电压_5V (B卩，Vbat_5V)，则调节器110的输出端子的电压将更低。这就致使晶体管Q6-B截止，转而致使晶体管Q5导通并且调节器110的GND端子的电压下降。电容器ClO(IOyF)作为滤波电容器以使该反馈系统稳定。因此，将调节器U4的GND端子趋于调节为组电压-5V。
[0042]类似于图3中的电路，图4的电流检测电路包括:连接到电池的正极(Vbat)端子的分流电阻器RlO (5πιΩ)。分流电阻器RlO的电压提供对流经分流电阻器RlO的电流的测量，并且对该电流随着时间的测量可以用于预测电池的当前充电电平。包括电阻器R4、电阻器R21和场效应晶体管(FET) Q4的第一电流路径连接在电池的正极端子与OV端子之间。电阻器R4和电阻器R21的阻值均固定，在此情况下均固定为100Ω。这些电阻器具有
0.1%的容限。FET Q4的阻值根据在其栅极断言的电压而改变，从而使得FET Q4成为可变电阻器。在FET Q4的栅极断言的电压由下面即将详细描述的反馈和驱动电路提供。由于电阻器R4和电阻器R21是固定电阻的事实，在电阻器R21上的电压降将与在电阻器R4上的电压降具有固定关系。在这种情况下，它们会呈现相同的电压降。从图4中可以看出，至电池能源管理的输出线中的一个GG_SRP连接在FET Q4与电阻器R21之间。因此，在输出线GG_SRP上的电压将与在电阻器R4上的电压降相同。
[0043]包括电阻器R5、电阻器R20和场效应晶体管(FET) Q8的第二电流路径的一端连接在分流电阻器RlO与负载/充电端子之间(电池组连接)并且另一端连接至电池的OV端子。电阻器R5、电阻器R20的阻值都固定，在这种情况下相同阻值为100Ω。这些电阻器具有0.1%容限。FET Q8的阻值根据在其栅极断言的电压而改变，从而使得FET Q8成为可变电阻器。在FET Q8栅极断言的电压由下面即将详细描述的反馈和驱动电路提供。由于电阻器R5和电阻器R20是固定电阻的事实，在电阻器R20上的电压降将与在电阻器R5上的电压降具有固定关系。在这种情况下，它们将呈现相同的电压降。从图4中可以看出，至电池能源管理的输出线中的一个GG_SRN连接在FET Q8与电阻器R20之间。因此，在输出线GG_SRN上的电压将与在电阻器R5上的电压降相同。
[0044]下面解释的反馈和驱动电路旨在将图4中的点X和点y处的电压维持在相同值。因此，将跨电阻器R4的电压降以及跨电阻器R5和分流电阻器RlO上的联合电压降控制为相同。因为在端子GG_SRN的电压输出镜像电阻器R4上的电压降并且在端子GG_SRN的电压输出镜像电阻器R5上的电压降，所以在GG_SRP和GG_SRN上的电压的差值将与在分流电阻器RlO上的电压降相同。在图4中，因为电阻器R4、R5、R20和R21均具有相同的阻抗值100 Ω，所以在分流电阻器上的电压降与端子GG_SRP和端子GG_SRN之间的电压差的比值应为1:1。通过改变R4:R21和R5:R20的电阻比可以实现不同的比值。例如，通过将电阻器R20和电阻器R21的阻值设置成两倍于电阻器R4和电阻器R5的阻值，可以实现将电压幅值扩大2倍。[0045]运算放大器U6-A (在这种情况下为0PA333运算放大器)被设置作为比较器，并由Vbat轨和Vbat_5V轨供电。运算放大器U6-A将图4中位于x点和y点的电压进行比较。具体地，位于点X的电压被提供给运算放大器U6-A的正相输入端，而位于点y的电压被提供给运算放大器U6-A的反相输入端。
[0046]现在将描述图4中电路的运行。
[0047]在使用流经分流电阻器RlO的2A对电池充电的情况下，在分流电阻器RlO上存在IOmV的电压降。在FET Q8和FET Q4都截止并且流经电阻器R4和电阻器R5的电流为O的情况下，点X将为Vbat并且点J将为Vbat+Ο.1V。因此，来自运算放大器U6-A的输出将趋于降低。
[0048]运算放大器U6-A的输出由低通滤波电路130进行滤波(平滑)。在这种情况下，低通滤波电路130包括:电阻器R3 (5.lkQ)、电阻器R19 (47kΩ )和电容器C19 (470nF)。应当认识到，可以设想各种其他类型和配置的低通滤波器。此外，可以将可利用的其他专用比较器芯片与集成滤波电路用于替代运算放大器U6-A和低通滤波电路130的组合。低通滤波电路130的目的是将运算放大器U6-A的Vbat/Vbat-5V输出转换成在图4中点z处出现的平滑的波形。
[0049]参考路径设置在Vbat轨与Vbat_5V轨之间。参考路径包括:以47k Ω匹配的两个电阻器R9和R12。电阻器R9和电阻器R12的布置是作为输出Vbat_2.5V参考电压的分压器，将该参考电压用作与运算放大器U6-A的平滑输出进行比较的参考。
[0050]由晶体管Ql-A和晶体管Ql-B执行比较。在给定的启动条件下，随着点z处的电压降低，当点z处的电压达到低于参考电压Vbat-2.5V的Vbe伏时，晶体管Ql-A将开始导通。当晶体管Ql-B截止时，晶体管Q4和晶体管Q7将截止。因此，没有任何电流流经电阻器R4 (100Ω)。因此，在点X的电压为Vbat。
[0051]当晶体管Ql-A开始导通时，电流将流经电阻器Rll (IOkQ )，并且随着电流增加，晶体管Q8将开始导通。Q8的导通意味着电流将流经电阻器R5 (100Ω)。在电阻器R5上的电压增加直至点X和点I处的电压相同。经由运算放大器U6-A的反馈路径确保维持该条件。在电阻器R5上的电压与在分流电阻器RlO上的电压相同。
[0052]流经电阻器R4的电流与流经电阻器R21 (100Ω)的电流相同。当电阻器R4的阻值与电阻器R21的阻值相同时，每一个电阻器的电压降相同。在这种情况下，没有电压降。流经电阻器R5 (100Ω)的电流与流经电阻器R20 (100Ω)的电流相同。因此，由于电阻器R5阻值和电阻器R20的阻值相同，在晶体管R5上的电压降将等于在电阻器R20上的电压降。因为在电阻器R5上的电压降与在分流电阻器RlO上的电压降相同，所以在第一电流检测端子GG_SRP上的电压将为OV并且在第二电流检测端子GG_SRN上的电压将为+10mV。因此，第一电流检测端子与第二电流检测端子之间的电压与在分流电阻器RlO上的电压降相同。
[0053]在电池放电的情况下，电路以类似方式运行，但是晶体管Ql-A和晶体管Q8将截止。相应地，在R5和R20上的电压降将为O伏。Ql-B将随着Q7的电流镜布置部分地开启。此外，晶体管Q4将部分开启。处于与参照电池充电而在上文解释的相同的原因，经由运算放大器的反馈回路将确保在电阻器R21上的电压降与RlO的电压降相同。
[0054]在电池以2A放电的情况下，第一电流检测端子GG_SRN为O伏以及第二电流检测端子GG_SRP为10mV。因此，第一电流检测端子与第二电流检测端子之间的电压与在分流电阻器RlO上的电压降相同。
[0055]重要的是，GG_SRN与GG_SRP之间的压差仅取决于在RlO上的电压降。不期望GG_SRN与GG_SRP之间的压差还取决于电池电压Vbat，这是因为随着电池容量的耗尽，压差可随时间变化。作为可变电阻器的晶体管Q4和晶体管Q8，能够将电阻器R4上的电压降，以及在电阻器R5和分流电阻器RlO上的联合电压降控制为固定值。实际上，晶体管Q4和晶体管Q8对于由于Vbat变化产生的电压偏移进行补偿。
[0056]参照图5，示意性地示出了使用LT1673运算放大器替代0PA333运算放大器后图4中电路的增益误差的图表。图5的图表是使用6?数字DVM (数字电压表)进行的测量。通过线性回归去除剩余偏移和增益误差(增益误差和偏移校正)。
[0057]参照图6，示出了与图5相同数据但具有偏移校正的图表。通过线性回归去除剩余偏移和增益误差(增益误差和偏移校正)。这表明可以实现良好的性能，但是这需要校正。
[0058]bq27541电池能源管理定期校准其内部库仑计数器的偏移。bq27541电池能源管理通过短路库伦计数器的输入端执行校准防止其能够对任何外部偏移补偿。基于200 μ V典型偏移规格和475 μ V最大偏移规格的LT1673和5m Ω分流电阻器，电流偏移通常应为40mA并且最坏情况电流偏移为95mA。在1.4A时，规格分别为3%和7%，因此，在1%的目标规格之外。
[0059]参照图7，示意性地示出了使用0PA333运算放大器时的增益误差的图表。在这种情况下，没有执行任何偏移校正。可以看出使用此运算放大器，电路满足所需规格。
[0060]图4中使用0PA333运算放大器的电路不具有针对产生共模误差的测量机制。使用6' ^丨字DVM在24V到41V范围内不可能观察到任何共模误差。这就暗示CMMR大于144dB。
·[0061]0PA333采用自动归零技术并且本身具有10 μ V的最大偏移电压。这等用于在2mA时由于高侧到低侧的电平移位产生的电流测量误差为0.14%，低于1.4A时的目标规格1%。Bq27541电池能源管理校准可以用于减少其内部偏移和5πιΩ分流电阻器的精确度的总体影响，从而满足整体的1%目标。
【权利要求】
1.一种用于测量电池的充电水平的电流检测电路，所述电路包括: 分流电阻器(R10)，连接在所述电池的高侧端子与用于将所述电池连接到负载的负载/充电端子之间； 转换电路，被布置为在一对电流检测端子(GG_SRP，GG_SRN)上产生与所述分流电阻器的电压成比例的电压； 其中， 所述电流检测端子中的一个端子(GG_SRP)设置在第一电流路径上，其中，所述第一电流路径的一端连接在所述电池的所述高侧端子与所述分流电阻器(RlO)之间并且另一端接地；以及 所述电流检测端子中的另一个端子(GG_SRN)设置在第二电流路径上，其中，所述第二电流路径的一端连接在所述分流电阻器(RlO)与所述负载/充电端子之间并且另一端子接地。
2.根据权利要求1所述的电流检测电路，其中， 所述第一电流路径包括第一电阻器(R21)以及串联设置的第二电阻器(R4)和第一晶体管(Q4)，其中，所述电流检测端子中的所述一个端子(GG_SRP)经由所述第一电阻器(R21)接地，所述电流检测端子中的所述一个端子(GG_SRP)经由所述第二电阻器(R4)和所述第一晶体管(Q4)连接到所述电池的所述高侧端子； 所述第二电流路径包括第三电阻器(R20)以及串联设置的第四电阻器(R5)和第二晶体管(Q8)，其中，所述电流检测端子中的所述另一个端子(GG_SRN)经由所述第三电阻器(R20)接地，所述电流检测端子中的所述另一个端子(GG_SRN)经由所述第四电阻器(R5)和所述第二晶体管(Q8)连接到`所述负载/充电端子； 所述第一电阻器(R21)与所述第二电阻器(R4)具有相同的阻值，并且所述第三电阻器(R20 )与所述第四电阻器(R5 )具有相同的阻值； 所述第一晶体管(Q4)与所述第二晶体管(Q8)共同将跨所述第二电阻器(R4)的电压降以及跨所述第四电阻器(R5)和所述分流电阻器(RlO)上的组合电压降控制为基本相同。
3.根据权利要求2所述的电流检测电路，其中，所述第一晶体管(Q4)和所述第二晶体管(Q8)由反馈电路控制,所述反馈电路包括: 驱动电路，可操作地驱动所述第一晶体管(Q4)和所述第二晶体管(Q8)的栅极，以增加或者降低跨所述第二电阻器(R4)的电压降并且增加或者降低跨所述第四电阻器(R5)和所述分流电阻器(RlO)的组合电压降；以及 运算放大器，被配置为将跨所述第二电阻器(R4)的电压降与跨所述第四电阻器(R5)和所述分流电阻器(RlO)的组合电压降进行比较，并且控制所述驱动电路以驱动所述第一晶体管(Q4)和所述第二晶体管(Q8)的栅极；其中， 如果跨所述第二电阻器(R4)的电压降大于跨所述第四电阻器(R5)和所述分流电阻器(RlO)的组合电压降，所述反馈电路增加对于所述第一晶体管(Q4)的栅电压以降低跨所述第二电阻器(R4)的电压降，并且降低对于所述第二晶体管(Q8)的栅电压以增加跨所述第四电阻器(R5)和所述分流电阻器(RlO)的组合电压降；以及如果跨所述第二电阻器(R4)的电压降小于跨所述第四电阻器(R5)和所述分流电阻器(RlO)的组合电压降，所述反馈电路降低对于所述第一晶体管(Q4)的栅电压以增加跨所述第二电阻器(R4)的电压降，并且增加对于所述第二晶体管(Q8)的栅电压以降低跨所述第四电阻器(R5)和所述分流电阻器(RlO)的组合电压降。
4.根据权利要求3所述的电流检测电路，其中，所述驱动电路包括: 附加电源轨，处于低于所述电池的所述高侧端子的固定电压； 第一驱动路径，一端连接在所述电池的所述高侧端子与所述分流电阻器(RlO)之间，以及另一端子连接到所述附加电源轨，所述第一驱动路径可操作地驱动所述第一晶体管的栅极；以及 第二驱动路径，一端连接在所述分流电阻器(RlO)与所述负载/充电端子之间，以及另一端子连接到所述附加电源轨，所述第二驱动路径可操作地驱动所述第二晶体管的栅极。
5.根据权利要求4所述的电流检测电路，其中，所述第一驱动路径包括第五电阻器(R8)、将所述第一驱动路径和所述第二驱动路径连接在一起的电流镜(Q7)的第三晶体管、以及第六电阻器(R17)，以及所述第二驱动路径包括第七电阻器(R11)、所述电流镜(Q7)的第四晶体管、第五晶体管(Ql-Α)、第六晶体管(Ql-B)和第八电阻器。
6.根据权利要求3至5中任一项所述的电流检测电路，包括:用于对所述运算放大器的输出进行低通滤波的滤波电路。
7.根据权利要求5所述的电流检测电路，包括:参考路径，一端连接在所述分流电阻器(RlO)与所述负载/充电端子之间并且另一端连接到所述附加电源轨，所述参考路径包括第九电阻器(R9)和第十电阻器(R12)，所述第九电阻器(R9)和所述第十电阻器(R12)形成将参考电压输出到所述第五晶体管(Ql-A)和所述第六晶体管(Ql-B)中每一个晶体管的栅极的分压器。`
8.根据权利要求7所述的电流检测电路，其中，所述运算放大器的平滑输出在所述第五晶体管和所述第六晶体管中的每一个晶体管的发射极被断言。
9.根据权利要求2所述的电流检测电路，其中，控制跨所述第一晶体管和所述第二晶体管的电压降以在所述电池的所述高侧端子的电压变化时保持跨所述第二电阻器的恒定电压降以及跨所述第四电阻器和所述分流电阻器的恒定组合电压降。
10.一种如在上文中参照附图描述的电流检测电路。
【文档编号】G01R19/00GK103869140SQ201310652809
【公开日】2014年6月18日 申请日期:2013年12月5日 优先权日:2012年12月12日
【发明者】亚历山大·查尔斯·尼尔 申请人:索尼公司