开关电压调节器输入功率估计的制作方法

文档序号:14686264发布日期:2018-06-15 00:14
本发明涉及开关电压调节器,特别是估计开关电压调节器的输入功率。
背景技术
:在许多电气系统中,负载是通过开关功率变换器连接到电源的。了解负载的动作如何影响输入源的功率应变是有利的。例如,已知调节器输入功率的了解通常用于遥测目的、故障监测和系统优化。从电源获得的功率等于负载消耗的功率加上开关功率变换器中的损耗。如果电源和功率变换器之间没有损耗,则从电源获得的功率等于变换器的输入功率。变换器的输入电压是变换器的保护和可能的控制所需的现有的测量值。于是,获得功率变换器的输入功率仅仅需要知道输入电流。如果需要保持精确度而不降低效率,获得输入电流值比电压测量值要复杂很多。此外,为了通过串联元件获得电流的测量值,获得输入电流通常需要加入诸如采样电阻的串联元件。输入功率是输入电压和输入电流的乘积。输入电压是电源保护和控制所需的现有的遥测值。输入电流是测量或估计的。在测量时,电路板上需要外部的元件,这增加了成本和占用的电路板面积。在估计方面,输入电流估计极大地依赖于感测的输入电压的精确度。输入电压轨通常是有噪声的,其将导致错误的电流估计和错误的输入电压报告。错误的电流和电压估计的组合将导致错误的输入功率报告。因此,希望有更高精度的开关电压调节器输入功率估计技术。技术实现要素:根据估计电压调节器的输入功率的一种方法的一个实施方式,该方法包括:基于电压调节器的输出电压和输出电流估计电压调节器的输出功率;估计电压调节器的功率损耗;以及基于估计的输出功率和估计的功率损耗估计电压调节器的输入功率。根据电压调节器的一个实施方式,电压调节器包括功率级和控制器。功率级被配置为通过电感传递输出电流至负载。控制器可操作用于基于电压调节器的输出电压和输出电流估计电压调节器的输出功率来估计电压调节器的功率损耗,以及基于估计的输出功率和估计的功率损耗估计电压调节器的输入功率。根据电压调节器控制器的另一个实施方式,电压调节器包括输入功率估计器,可操作用于:基于电压调节器的输出电压和输出电流估计电压调节器的输出功率;估计电压调节器的功率损耗;以及基于估计的输出功率和估计的功率损耗估计电压调节器的输入功率。本领域技术人员将通过阅读以下具体描述以及通过查看附图了解其它特征和优点。附图说明附图的元件相互之间并不是按比例绘制的。相同的标记表示对应的相同部分。各种所示的实施方式的特征可以组合除非它们是相互排斥的。实施方式在附图中示出并在下面的描述中具体化。图1示出了具有输入功率估计器的多相开关电压调节器的一个实施方式的框图。图2示出了具有输入功率估计器的多相开关电压调节器的另一个实施方式的框图。图3是估计开关电压调节器的输入功率的方法的一个实施方式的流程图。图4示出了用于开关电压调节器的一阶损耗模型的原理图。图5示出了在连续导通模式(CCM)中的多相开关电压调节器的一个相的原理图。具体实施方式本文所描述的实施方式用于估计开关电压调节器的输入功率而不检测调节器的输入电流。因此,不需要额外的部件用于估计电压调节器的输入功率。此外,输入功率估计极少依赖于输入电压。开关功率变换器需要非常精确地了解其输出电压和电流,以满足控制和保护需求。使用这些已知的指示变换器是如何努力工作已维持调节的物理量和信息,可以确定系统消耗了多少功率的估计。也就是说,损耗和输入功率是基于调节器的输出功率和控制效力估计的。在一种情况下,使用输入电压采样,其潜在的缺点可以通过对其精确度的轻微依赖而减轻。在其它情况下,输入功率和损耗估计不是基于输入电压采样的。图1示出了开关电压调节器100的一个实施方式,包括具有多个相104的功率级102和诸如微控制器、微处理器、专用集成电路(ΑSIC)等用于控制功率级102操作的控制器106。每相104可操作用于通过分离的电感(LO)传递相电流(ILn)至负载107。负载107是通过电感器和输出电容器(CO)连接到开关电压调节器100。负载107可以是高性能的集成电路,诸如微处理器、图形处理器、网络处理器等或者需要诸如POL(负载点)的电压调节的其它类型的集成电路。每相104具有高侧晶体管(Q1)和低侧晶体管(Q2),用于通过对应的电感耦合到负载107。在不同周期中,每相104的高侧晶体管可开关地连接负载107至开关电压调节器100的输入电压(Vin),以及对应的低侧晶体管可开关地连接负载107至地。图1显示了N相。功率级102可以包括任意期望数量的相,包括一个相(单相实现)或多于一个相(多相实现)。控制器106通过调整传递到负载107的相电流,调节通过功率级102传递到负载107的电压(Vout)。控制器106可以包括用于经由对应的PWM控制信号(PWM1、PWM2……PWMn)的开关功率级102的每相104的脉冲宽度调制器(PWM)108,使得功率级102通过对应的电感和高侧或低侧晶体管引起或吸收到负载107的电流。当PWM控制信号是逻辑高电平时,高侧晶体管处于导通状态,电感电流通过高侧晶体管引起或吸收,并且流过电感器的电流持续增加。这通常被称为“导通时间”并且功率级102被认为是“导通”的。当PWM控制信号是逻辑低电平时,低侧晶体管处于导通状态,从低侧晶体管引起或吸收电流,并且流过电感器的电流持续减小。这通常被称为“关断时间”并且功率级102被认为是“关断”的。当PWM控制信号是三价或者高阻逻辑电平时(PWM控制信号既不是高也不是低),高侧和低侧晶体管均处于非导通状态,通过低侧或高侧晶体管的体二极管引起或吸收电流,并且流过电感的电流幅值降为零。这通常被称为“HiZ时间”或者“无效时间”并且功率级102被认为是“高Z”或者无效的。在DCM(断续导通模式)中,当电感电流达到零时,低侧晶体管是不允许导通的。此时一个周期由开通时间、紧随其后的关断时间以及紧随其后的HiZ时间组成。在HiZ时间期间,电感电流达到零并且一旦为零后在一个周期的持续时间内不会改变。因此,在DCM的开关周期的一部分时间内,电感器电流的确达到了零。在CCM(连续导通模式)中,电感电流在开关周期之间不停止为零。即在DCM中,电感电流总是正的或者为零,在CCM中,电感器电流可以是正的或者负的但不保持为零。电感器电流可以穿过零并变为负,例如在没有负载时,并且电压调节器100可以操作在CCM,其中三角形的电感器电流的中心为零。在CCM或者DCM中,功率级102的驱动器110根据由控制器106提供的PWM控制信号提供栅极驱动信号至对应相104的高侧和低侧晶体管的栅极。相104的启动状态以及高侧和低侧晶体管的占空比是至少部分基于用于负载107的输出电压(Vout)确定的,使得开关电压调节器100可以尽可能快速并可靠地对变化的负载条件作出反应。控制器106可以完成从一个参考电压到另一个的改变。控制器106还可以确定输出电压(Vout)和参考电压之间的误差,并且将误差电压变换为提供给PWM108的数字表示,用于例如通过调节占空比修正相104的开关周期。这种电压调节功能在典型的数字控制开关电压调节器中是标准的,因此关于这点没有更进一步的解释。除了调节传递到负载107的电压,控制器106估计开关电压调节器100的输入功率(Pin)而不测量调节器输入电流。在一个实施方式中,控制器106进一步包括用于测量至功率级102的输入电压(Vin)的ADC(模-数转换)感测电路112。控制器106还检测通过相104传递到负载107的相电流,例如,通过用DCR传感器检测注入对应电感的相电流(ILn)。控制器106通过开关电压调节器基于由DCR传感器测量的相电流估计传递到负载107的总电流(Iout)。控制器106可以基于测量的输入电压和测量的输出电流估计开关电压调节器100的输入功率(Pin)。控制器106可以使用任何标准的电流感测电路测量调节器的输出电流。例如,在图1所显示的实施方式中,开关电压调节器100的功率级102包括与每个相104并联耦合的RC电流传感网络。RC电流感测网络包括与电容器(Csen)串联连接的电阻器(Rsen)。RC电流感测网络说明了相应电感器的DCR(非理想直流电阻)。跨电容器Csen测得的电压(VCn)表示该电感器的DCR上的电压,意味着流过电感器的电流(ILn)是与电容器电压和DCR值的比率有关的。控制器106包括用于基于相应的RC电流感测网络的电容器上测得的电压(VC1、VC2……VCn)产生流过每个电感器的电流估计的电流感测ADC电路114。在一个实施例中,控制器106是数字控制器并且电流感测ADC电路114将通过DCR感测网络112测得的各个电压(VC1、VC2……VCn)变换为相应的数字值。通过电流感测ADC电路114输出的数字化值表示各个相电流估计,其相加116以提供数字化的总电流估计(IT)。在单相开关电压调节器的情况下,调节器仅仅包括一个输出电感(L)并且可以省略相加级116。在这种情况下,图1所显示的数字化的总电流估计IT是确定用于单电感器的电流估计。图2示出了开关电压调节器100的另一个实施方式。图2所显示的实施方式与图1所显示的实施方式类似。但是不同的是,控制器106的电流感测ADC电路114实现为集成电流传感器,其中电流感测电路114感测通过各自电感的电流。集成电流感测信号显示为图2中的电流(i1、i2……in),但是它们也可以由电压代替。在图1和图2的实施方式中,控制器106包括环路补偿滤波器118。环路补偿滤波器118被编程为根据控制器106的多个系统参数来满足电压调节器控制器106的增益和相位裕量目标。例如,环路补偿滤波器118可以被编程成尽可能保持开关电压调节器100的整个输出阻抗响应平滑(平坦)。控制器106还包括用于估计开关电压调节器100的输入功率的输入功率估计器120而不需要测量调节器的输入电流。图3示出了在使用期间输入功率估计器120的操作的相应流程图。输入功率估计器120根据电压调节器100的输出功率(Pout)、电压调节器100的输出电流(Iout)和电压调节器的控制效力,产生开关电压调节器100的输入功率估计(Pin)。根据图3所示的实施方式,输入功率估计技术包括基于电压调节器100的输出电压(Vout)和输出电流(Iout)估计电压调节器100的输出功率(Pout)(模块300),估计电压调节器100的功率损耗(Ploss)(模块310),以及基于估计的输出功率和估计的功率损耗估计调节器的输入功率Pin(模块320)。电压调节器100的输出电压Vout可以用控制器106的输出电压ADC感测电路122测量。电压调节器100的输出电流Iout可以用电流ADC感测电路114测量。测得的输出电流Iout表示由开关电压调节器100的每个有效相104输出的电流总和。然后输入功率估计器120可以基于测得的输出电压和测得的输出电流计算电压调节器100的功率损耗(Ploss)。在另一个实施方式中,电压调节器100的输出电压(Vout)用输出电压ADC感测电路122测量,电压调节器100的输出电流(Iout)用电流ADC感测电路114测量,并且输入功率级102的输入电压(Vin)用输入电压ADC感测电路112测量。控制器106还测量控制器参数,其表示由控制器106产生的控制信号。控制信号被提供给功率级102,用于控制功率级102的操作。然后输入功率估计器120基于测得的输出电压、输出电流、输入电压和控制器参数计算电压调节器100的功率损耗(Ploss)。例如,控制器参数可以通过对控制器106的PWM占空比进行采样或平均来测得。在另一个实施方式中,控制器参数可以通过对环路补偿滤波器118的输出进行采样或者平均测得。在每个情况下,估计开关电压调节器100的输入功率而不需要测量调节器的输入电流。图4示出了用于开关电压调节器100的简化的一阶损耗模型。开关电压调节器100的总损耗由电阻值Rloss表示,其包括多个变量,诸如施加到功率级102的晶体管栅极的栅极电压、功率级晶体管的开关频率、功率级驱动器110的类型、功率级晶体管的导通时间、关断功率级102的高侧晶体管和开通相应的低侧晶体管之间的死区时间,以及关断功率级102的低侧晶体管和开通相应的高侧晶体管之间的死区时间等。根据损耗维持输出电压Vout所需的电感输入端的平均电压由下式给出:duty·Vin=Vout+Iout·Rloss(1)其中Vin是测得的调节器输入电压,Iin是调节器输入电流,“duty”是功率级的占空比,duty·Vin对应于输入功率,Vout是测得的调节器输出电压,以及Iout是测得的总调节器输出电流。公式(1)可以表示为:Iin·Vin=Iout·Vout+Iout2·Rloss---(2)]]>代入公式(2)得到用于调节器输入功率的下述一阶模型:Pin=Pout+Iout·Vin(duty-Vout/Vin)(3)其中是表示开关电压调节器100的功率损耗的项。由公式(3)所给出的输入功率的表达式是基于单个损耗项Rloss的,其合并考虑了线性和非线性变量。这个简单的一阶模型可以如下面更详细地描述的以不同方式表示,以产生更精确的调节器输入功率的估计。在一个实施方式中,输入功率估计器120如下式所给出的提供调节器输入功率(Pin)的估计:Pin=α1·Pout+α2·Iout·Vin(duty-VoutVin)+Δ---(4)]]>其中Iout是用电流ADC感测电路114测得的电压调节器100的输出电流并且表示由开关电压调节器100的每个有效相输出的电流的总和,Vout是用输出电压ADC感测电路122测得的电压调节器100的输入电压,Vin是用输入电压ADC感测电路112测得的电压调节器100的输入电压,以及“duty”是由控制器106确定的电压调节器100的占空比。并且,α1是施加于电压调节器输出功率估计Pout的缩放(增益)因子,α2是施加于电压调节器功率损耗项Ploss的缩放(增益)因子,其由公式(4)中的表示,并且Δ是功率偏移项。同样地,电压调节器100的输入功率Pin可以通过加入调节器输出功率的缩放估计,调节器功率损耗的缩放估计和功率偏移来估计。例如,在公式(4)中,电压调节器100的估计的输出功率Pout和第一缩放因子α1相乘以产生输出功率的缩放的估计。电压调节器100的缩放的功率损耗Ploss由第二缩放因子α2缩放以产生功率损耗的缩放估计。缩放因子α1和α2以及功率偏移Δ至少部分考虑合并在图4所示的简化的Rloss项中的线性和非线性变量。缩放因子α1和α2以及功率偏移Δ可以存储在数据寄存器124中,其可以通过调节控制器106得到。模型复杂性可以随着计算复杂性的最小化增加而增加。例如,第二缩放因子α2可以通过简化对调节器占空比的依赖近似为输出电流Iout的线性函数。并且,包括Vout/duty的项可以由输入电压Vin的测量值替换以进一步减小计算的复杂性。在另一个实施方式中,进一步利用公式(4)以减小输入电压测量值Vin对由下式所给出的输入功率估计的影响:Pin=α1·Pout+α2·Pout(1-Vout/Vinduty)+Δ---(5)]]>根据电压调节器输入功率的模型,减小输入电压测量值Vin对输入功率估计的影响,用于调节器功率损耗项如果在所有测量值中误差为零,那么由公式(4)给出的输入功率估计等于由公式(5)给出的输入功率估计。在一个实施方式中,第一缩放因子α1为1并且第二缩放因子α2为1。功率偏移Δ可以为零或者非零。第一和第二缩放因子α1和α2是可编程的,如可以为功率偏移Δ。下面的公式(6)是CCM期间电压调节器输入功率的表达式。当开关电压调节器100操作在CCM时,电感器电流可以穿过零,但在开关周期之间不保持为零。图5示出了在CCM的开关电压调节器的一个相的简化表示,其中Vin是输入电压,Vout是输出电压,Iout是输出电流,Lout是输出电感器,Cout是输出电容器,RL表示负载,Q1是高侧晶体管以及Q2是低侧晶体管。输入功率估计器120提供了在CCM模式下的由下式给出的电压调节器输入功率(Pin)的估计:Pin=Pout+PlossPin=Pout+PHS(Q1)+PLS(Q2)+PLo+PCoPHS(Q1)=Pswitch,on+Pswich,off+Pconduction+Pgate+PCossPLS(Q2)=Pdiode+Pconduction+PgatePLo=Pconduetion+PcorePin=α1·Pout+Ioutα2Veq(duty,Iout)+NphΔ(6)其中PHS(Q1)是高侧晶体管(Q1)的功率损耗分量,PLS(Q2)是低侧晶体管(Q2)的功率损耗分量,PLo是输出电感Lout的功率损耗分量,PCo是输出电容器Cout的功率损耗分量,Pswitch,on是当从关断状态过渡到导通状态时晶体管Q1的功率损耗分量,Pswitch,off是当从导通状态过渡到关断状态时晶体管Q1的功率损耗分量,Pconduction是导通功率损耗分量,Pgate是每个晶体管Q1/Q2的栅极(输入)电容损耗分量,PCoss是输出电容功率损耗分量,以及Pdiode是二极管功率损耗分量。公式(6)中的表达式Ioutα2Veq(duty,Iout)表示用于开关电压调节器100的功率损耗项。变量Nph对应于包含在功率级102中的许多相104。同样地,功率偏移Δ可以基于许多有效相104缩放。可替换地,不同值是用于有效相104(Nph=1,Nph=2等)的每个组合的功率偏移Δ。当由电压调节器100调节的负载107变化时,还可以更新功率偏移Δ。在一个实施方式中,公式(6)中的表达式Veq(duty,Iout)由给出的下式表示:Veq(duty,Iout)=2VFtdFsw+IoutNph[duty·Rds,Hs+(1-duty)Rds,LS+DCR]+VoutdutytswFsw---(7)]]>其中,Veq(duty,Iout)是等效电压相,2VFtdFsw是二极管损耗项,是直流导通损耗项,是开关损耗项,Vf是二极管正向电压,td是高侧和低侧晶体管Q1/Q2之间的死区时间,FSW是在CCM模式下的功率级晶体管的开关频率,Rds,HS是高侧晶体管Q1的导通电阻值,Rds,LS是低侧晶体管Q2的导通电阻值,DCR是输出电感器Lout的非理想直流电阻值,以及tSW是开通或关断高侧晶体管Q1的时刻(而不是开关频率的倒数)。通常,功率偏移项Δ可以是单相量。调节器控制器106知道其相数并可以如上所述相应地调节Δ。功率偏移项Δ对于CCM和PFM(脉冲频率调制)模式是不同的,PFM还已知为DCM。控制器106知道操作状态并可相应地调节Δ。第一和第二缩放(增益)因子α1和α2还具有相数并操作模式依赖性。控制器106可以基于相数和CCM/PFM(DCM)模式调节α1和/或α2。在PFM(DCM)中,导通时间减少可以导致对α1、α2和/或Δ的进一步调整。例如,从100%到例如75%直至例如50%的导通时间减少可以导致三个单独的α1、α2和Δ值。这些值可以存储在可以由控制器106获取的数据寄存器124中。在CCM模式的一个实施方式中,功率偏移项Δ由下面所给出的式子表示:Δ=VgsFsw(Qg,HS+Qg,LS)+kΔILxFswy+ΔIL2[112(VoutVinRds,HS+(1-VoutVin)Rds,LS)+13DCR]+12CossVin2---(8)]]>其中VgsFsw(Qg,HS+Qg,LS)表示高侧和低侧晶体管的栅极导通损耗,表示磁芯损耗,表示AC导通损耗,以及表示输出电容损耗。并且,Rds,HS是高侧晶体管Q1的漏-源电阻,Rds,LS是低侧晶体管Q2的漏-源电阻,Qg,HS是高侧晶体管Q1的栅极电荷,Qg,LS是低侧晶体管Q2的栅极电荷,k是电感磁性材料的常数项,以及Coss是高侧晶体管Q1的输出电容。下面的公式(9)是在DCM(PFM)的操作期间电压调节器输入功率的表达式。当开关电压调节器100操作在DCM(PFM)时,电压调节器100的电感器电流在开关周期之间达到零。输入功率估计器120提供了在DCM(PFM)模式下的由下式给出的电压调节器输入功率(Pin)的估计:Pin=Pout+PlossPin=Pout+PHS(Q1)+PLS(Q2)+PLo+PCoPHS(Q1)=Pswitch,off+Pconduction+PgatePLS(Q2)=Pdiode+Pconduction+PgatePin=Pout+αPFMIoutVeq,PFM(FPFM,Iout)+ΔPFM(9)其中αPFMIoutVeq,PFM(FPFM,Iout)使调节器占空比与输入功率相关,以及ΔPFM是频率/电感器纹波损耗偏移项。在一个实施方式中,公式(9)中的表达式Veq,PFM(FPFM,Iout)由给出的下式表示:Veq,PFM(FPFM,Iout)=2VoutTonVinVFtd+4IoutVout23FPFMTonVin2[Rds,HS+(VinVout-1)Rds,LS+VinVoutDCR]+VouttswTon---(10)]]>其中表示二极管损耗,表示导通损耗,表示开关损耗,以及FPFM是PFM(DCM)模式下的开关频率。在针对DCM(PFM)模式的一个实施方式中,功率偏移项ΔPFM由下面所给出的式子表示:ΔPFM=VgsFPFM(Qg,HS+Qg,LS)+kΔILxFPFMy---(11)]]>其中VgsFPFM(Qg,HS+Qg,LS)表示栅极损耗以及表示磁芯损耗。在DCM(PFM)的操作模式中,Veq和占空比是PFM开关频率FPFM的函数,其反过来是调节器输出电流Iout的函数。为了更精确的结果,当负载107改变时,更新Veq和占空比。缩放(增益)因子αPFM可以继续调整以进一步减小计算复杂性。在一个实施方式中,本文之前描述的缩放因子和功率偏移通过在验证过程中测量电压调节器100的输入功率确定。调节缩放因子和功率偏移直到在验证过程中由电压调节器100报告的输出功率落在测得的输入功率的预定公差内。可替换地,例如可以根据本文所呈现的公式计算缩放因子和功率偏移。在任何一种情况下,缩放因子和功率偏移可以存储在可以通过控制器106获取的数据寄存器124中。接下来描述的是确定缩放因子和功率偏移的初始值的一个实施方式。一阶模型由公式(1)表示,尽管(3)将多变量损耗元素合并为电阻性损耗。基于这个简单的模型,并不清楚多大的缩放因子和功率偏移应用于调节输入功率估计器120。一个起始点是各个设计的函数,例如功率级晶体管、使用的驱动器和电感器、开关频率、标称操作电压等。例如,调节器输出功率Pout可以由下面所给出的式子表示:Pout+α1IoutVin(duty-VoutVin)+Δ1=Pout+α3IoutVeq(duty,Iout)+NphΔ3---(12)]]>通过设置α3=1,相似项可以由下面所给出的式子统一为:Δ1=NphΔ3Δ1=Nph{VgsFsw(Qg,HS+Qg,LS)+kΔILxFswy+ΔIL2[112(VoutVinRds,HS+(1-VoutVin)Rds,LS)+13DCR]+12CossVin2}---(13)]]>缩放(增益)相α1可以由下面所给出的式子表示为:α1=Veq(duty,Iout)VinDlossα1=ηVout(1-η){2VFtdFsw+IoutNph[VoutVin·Rds,HS+(1-VoutVin)Rds,LS+DCR]+VintswFsw}---(14)]]>其中duty=VoutVin+Dloss,Dloss=Vout(1-η)ηVin,]]>以及η是效率。在任何一个开关电压调节器设计中,设备及其参数是已知的。某些输入电压Vin、输出电压Vout和输出电流Iout的效率是已知的/模拟的/计算的。可以在已知操作点计算缩放因子和功率偏移。如本文所使用的,术语“具有”、“包含”、“包括”、“含有”等是开放式术语,其指示所述元件或特征的存在,而不排除其它元件或特征。冠词“一”、“一个”以及“该”意在包括复数和单数,除非上下文清楚地指出。可以理解的是本文所描述的各种实施方式的特征可以相互组合,除非特别说明。尽管本文示出并描述了具体实施方式,本领域技术人员可以理解的是,各种替换和/或等效的实现可以代替所示的具体实施方式并且不脱离本发明的范围描述。本申请意在包含本文所讨论的具体实施方式的任何改编或变形。因此,其目的是本发明仅仅由权利要求及其等效所限制。当前第1页1 2 3 
再多了解一些
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