基于低功率高分辨率振荡器的电压传感器的制造方法与工艺

文档序号:11160453
基于低功率高分辨率振荡器的电压传感器的制造方法与工艺
基于低功率高分辨率振荡器的电压传感器背景领域本公开的各方面一般涉及电压感测,并且尤其涉及电压传感器。

背景技术:
存在减小移动设备的电源电压以降低功耗的趋势。然而,降低电源电压增加了电压跌落(例如,因功率门控引起)和噪声(例如,因时钟切换引起)的问题。电压跌落可导致设备中的逻辑故障和/或该设备意外地关闭。就此而言,电压传感器可被集成在芯片上以监视芯片上各个位置处的电源电压。来自传感器的电压读数可被用于例如通过标识指示芯片中的故障的电压波形来调试芯片。该电压读数还可被用于自适应时钟计时以防止电源电压变得过低。在本申请中,当供电电压下降到电压阈值以下时,电路(例如,中央处理单元(CPU))的时钟频率可被减小(节流)以增大供电电压。该电压读数还可被用于验证设备的功率分配网络(PDN)的模型是准确的。概述以下给出对一个或多个实施例的简化概述以提供对此类实施例的基本理解。此概述不是所有构想到的实施例的详尽综览,并且既非旨在标识所有实施例的关键性或决定性要素亦非试图界定任何或所有实施例的范围。其唯一的目的是要以简化形式给出一个或多个实施例的一些概念以作为稍后给出的更加具体的说明之序。根据第一方面,本文描述了一种电压传感器。该电压传感器包括耦合到正被感测的电压的压控振荡器,以及多个转变检测器,其中这些转变检测器中的每一个转变检测器被耦合到该振荡器上的不同位置,并且其中这些转变检测器中的每一个转变检测器被配置成在一时间段上对相应位置处的转变的数目进行计数。该电压传感器还包括配置成将来自转变检测器的转变的数目相加以生成与该电压大致成比例的输出值的加法器。第二方面涉及一种用于感测电压的方法。该方法包括:将电压输入到压控振荡器;在一时间段上对振荡器上的多个不同位置中的每一个位置处的转变的数目进行计数;以及将不同位置的转变的数目相加以生成与该电压大致成比例的输出值。第三方面涉及一种用于感测电压的设备。该设备包括:用于将电压输入到压控振荡器的装置;用于在一时间段上对该振荡器上的多个不同位置中的每一个位置处的转变的数目进行计数的装置;以及用于将不同位置的转变的数目相加以生成与该电压大致成比例的输出值的装置。第四方面涉及一种包括电压传感器和电压管理设备的系统。该电压传感器包括:耦合到正被感测的电压的压控振荡器;以及多个转变检测器,其中这些转变检测器中的每一个转变检测器被耦合到该振荡器上的不同位置,并且其中这些转变检测器中的每一个转变检测器被配置成在一时间段上对相应位置处的转变的数目进行计数。该电压传感器还包括配置成将来自转变检测器的转变的数目相加以生成与电压大致成比例的输出值的加法器。该电压管理设备被配置成基于输出值估计电压,并且基于所估计的电压来调节电路的工作频率。为能达成前述及相关目的,这一个或多个实施例包括在下文中充分描述并在权利要求中特别指出的特征。以下说明和所附插图详细阐述了这一个或多个实施例的某些解说性方面。但是,这些方面仅仅是指示了可采用各个实施例的原理的各种方式中的若干种,并且所描述的实施例旨在涵盖所有此类方面及其等效方案。附图简述图1示出了根据本公开的实施例的电压传感器。图2示出了根据本公开的实施例的转变检测器的示例性实现。图3是解说根据本公开的实施例的电压传感器的示例性波形的标绘。图4示出了根据本公开的另一实施例的转变检测器的示例性实现。图5是解说根据本公开的另一实施例的电压传感器的示例性波形的标绘。图6示出了根据本公开的实施例的包括多个转变检测器的电压传感器。图7示出了包括根据本公开的实施例的电压传感器的系统。图8示出了根据本公开的实施例的电压波形测量的示例。图9是根据本公开的实施例的用于感测电压的方法的流程图。详细描述以下结合附图阐述的详细描述旨在作为各种配置的描述,而无意表示可实践本文中所描述的概念的仅有的配置。本详细描述包括具体细节以便提供对各种概念的透彻理解。然而,对于本领域技术人员将显而易见的是,没有这些具体细节也可实践这些概念。在一些实例中,以框图形式示出众所周知的结构和组件以避免湮没此类概念。存在减小移动设备的电源电压以降低功耗的趋势。然而,降低电源电压增加了电压跌落(例如,因功率门控引起)和噪声(例如,因时钟切换引起)的问题。电压跌落可导致设备中的逻辑故障和/或该设备意外地关闭。就此而言,电压传感器可被集成在芯片上以监视芯片上各个位置处的电源电压。来自传感器的电压读数可被用于例如通过标识指示芯片中的故障的电压波形来调试芯片。该电压读数还可被用于自适应时钟计时以防止电源电压变得过低。在本申请中,当供电电压下降到电压阈值以下时,电路(例如,中央处理单元(CPU))的时钟频率可被减小(节流)以增大供电电压。该电压读数还可被用于验证设备的功率分配网络(PDN)的模型是准确的。图1示出了根据本公开的实施例的电压传感器110。电压传感器110包括压控振荡器120、和转变检测器140。振荡器120被耦合到正被测量的电压。例如,振荡器120可被耦合到电源轨115以测量对应的供电电压Vdd,如图1中所示。在一个实施例中,振荡器120可以是包括耦合成延迟链的奇数个反相器125(1)-125(m)的环形振荡器,其中每个反相器由供电电压Vdd来偏置。延迟链中的最后一个反相器125(m)的输出被耦合到延迟链中的第一反相器125(1)的输入以形成闭环。这使得振荡器120按照作为供电电压Vdd的函数的频率进行振荡。振荡器120的频率可由下式给出:fosc=KvddVdd(1)其中,fosc是振荡器120的频率,并且Kvdd是振荡器120的电压对频率系数。如式(1)中所示,振荡频率fosc在特定电压范围上近似为供电电压Vdd的线性函数。式(1)中的振荡频率可如下通过在时间上对振荡频率进行积分来转换成作为供电电压Vdd的函数的相位:其中T是参考时钟信号的一个循环,并且θ[n]是在时间nT处以弧度计的振荡器120的相位。振荡器120在一个时钟循环上的相位可如下通过取时间nT处的相位θ[n]与时间(n-1)T处的相位θ[n-1]之差来确定:θ[n]-θ[n-1]=2πKvddVddT(3)。在式(3)中,Vdd表示一个时钟循环上的平均供电电压。由此,振荡器120在一个时钟循环上的相位与供电电压Vdd通过因子2πKvddT相关。这种关系可被用于从电压传感器110的输出估计供电电压Vdd,如以下进一步讨论的。转变检测器140被配置成检测在参考时钟信号(标示为“CLK”)的一个循环上振荡器120的输出(标示为“Osc_Out”)处的转变(上升沿和/或下降沿)的数目。参考时钟信号提供了稳定时间参考以用于对检测到的转变进行计数,如以下进一步讨论的。例如,时钟信号可以通过锁相环(PLL)和/或晶体振荡器来生成。在一个实施例中,转变检测器140检测振荡器输出Osc_Out处的上升沿和下降沿两者。在该实施例中,检测到的转变可以是上升沿或下降沿。上升沿可对应于从低逻辑状态(逻辑0)到高逻辑状态(逻辑1)的转变,而下降沿可对应于从高逻辑状态(逻辑1)到低逻辑状态(逻辑0)的转变。在另一实施例中,转变检测器140仅检测振荡器输出Osc_Out处的上升沿。由此,在该实施例中,每个检测到的转变是上升沿。转变检测器140的输出(标示为“Q[n]”)指示一个时钟循环(周期)上检测到的转变的数目。对于转变检测器140检测上升沿和下降沿两者的实施例,输出Q[n]指示一个时钟循环上检测到的上升沿和/或下降沿的数目。在该实施例中,转变检测器140的输出Q[n]对应于一个时钟循环上的经量化相位πQ[n]。这是因为一个振荡循环对应于相位2π,并且毗邻转变被分隔开约半个振荡循环。作为结果,每个检测到的转变对应于从前一检测到的转变的相位增加π。在该实施例中,对应于转变检测器140的输出的经量化相位πQ[n]可由下式给出:πQ[n]=(θ[n]-φ[n])-(θ[n-1]-φ[n-1])(4)其中θ[n]是时间nT处的实际相位,θ[n-1]是时间(n-1)T处的实际相位,φ[n]是因量化而导致的时间nT处的相位误差,以及φ[n-1]是因量化而导致的时间(n-1)T处的相位误差。相位误差是因实际相位是连续的而经量化相位πQ[n]将相位量化为0或π的倍数的事实而导致的。式(4)可如下来重新安排:πQ[n]=(θ[n]-θ[n-1])-(φ[n]-φ[n-1])(5)。将式(3)中的关于θ[n]-θ[n-1]的表达式代入式(5)中并且除以π得到:对式(6)取Z变换得到:由此,转变检测器140的输出与一个时钟周期上的平均供电电压Vdd通过因子2KvddT相关,具有经一阶整形的量化误差φ(z)。作为结果,转变检测器140的输出Q[n]可被用于基于式(6)来估计供电电压Vdd,具有某种程度的量化误差。对于转变检测器140仅检测上升沿的实施例,输出Q[n]指示一个时钟循环上检测到的上升沿的数目。在该实施例中,转变检测器140的输出Q[n]对应于一个时钟循环上的经量化相位2πQ[n]。这是因为一个振荡循环对应于相位2π,并且毗邻上升沿被分隔开约一个振荡循环。作为结果,在该实施例中,每个检测到的转变(即,检测到的上升沿)对应于从前一检测到的转变(即,前一检测到的上升沿)的相位增加2π。在该实施例中,对应于转变检测器140的输出的经量化相位2πQ[n]可由下式给出:2πQ[n]=(θ[n]-φ[n])-(θ[n-1]-φ[n-1])(8)其中θ[n]是时间nT处的实际相位,θ[n-1]是时间(n-1)T处的实际相位,φ[n]是因量化而导致的时间nT处的相位误差,以及φ[n-1]是因量化而导致的时间(n-1)T处的相位误差。式(8)可如下来重新安排:2πQ[n]=(θ[n]-θ[n-1])-(φ[n]-φ[n-1])(9)将领会,式(9)中的相位误差可具有与式(5)中的相位误差不同的值,因为量化是不同的。将式(3)中的关于θ[n]-θ[n-1]的表达式代入式(9)中并且除以2π得到:对式(10)取Z变换,得到:由此,在该实施例中,转变检测器140的输出与一个时钟循环上的平均供电电压Vdd通过因子KvddT相关,具有经一阶整形的量化误差φ(z)。作为结果,转变检测器140的输出Q[n]可被用于基于式(10)来估计供电电压Vdd,具有某种程度的量化误差。图2示出了根据本公开的实施例的转变检测器240的示例性实现。在该实施例中,转变检测器240是能够在一个时钟循环(周期)期间检测至多达一个转变(上升沿或下降沿)的一位转变检测器。转变检测器240包括第一锁存器245(例如,D触发器)、第二锁存器250(D触发器)、和XOR门260。第一锁存器245具有耦合到振荡器120的输出Osc_Out的输入(标示为“D”)、耦合到时钟信号的时钟输入、和输出(标示为“Q”)。第二锁存器250具有耦合到第一锁存器245的输出的输入(标示为“D”)、耦合到时钟信号的时钟输入、和输出(标示为“Q”)。第一锁存器245的输出被耦合到XOR门260的第一输入,而第二锁存器250的输出被耦合到XOR门260的第二输入。XOR门260被配置成在第一和第二锁存器245和250的输出处的逻辑状态是不同的情况下输出逻辑1,并且在第一和第二锁存器245和250的输出处的逻辑状态是相同的情况下输出逻辑0。XOR门260的输出提供了转变检测器240的输出。在一个方面,第一锁存器245被配置成在时钟信号的每个上升沿上锁存振荡器输出Osc_Out处的逻辑状态。第一锁存器245在其输出处输出每个被锁存的逻辑状态直至时钟信号的下一上升沿(输出每个被锁存的逻辑状态达约一个时钟循环)。第二锁存器250被配置成在时钟信号的每个上升沿上锁存第一锁存器245的输出处的逻辑状态。第二锁存器250在其输出处输出每个被锁存的逻辑状态直到时钟信号的下一上升沿。第一锁存器245在时钟信号的上升沿上锁存振荡器输出Osc_Out处的逻辑状态的时间与被锁存的逻辑状态出现在第一锁存器245的输出处的时间之间存在短延迟。作为结果,当第二锁存器250在时钟信号的上升沿上锁存第一锁存器245的输出处的逻辑状态时,该逻辑状态对应于由第一锁存器245在时钟信号的前一上升沿上锁存的振荡器输出Osc_Out处的逻辑状态。由此,第二锁存器250的输出比第一锁存器245的输出滞后一个时钟循环。因此,如果在一时钟循环(周期)期间在振荡器输出Osc_Out处存在转变,则第一和第二锁存器245和250的输出处的逻辑状态是不同的。该转变可以是上升沿或下降沿。因为XOR门260在...
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