光飞行型测距装置及其方法与流程

本申请基于通过参照而其公开内容被编入本申请的、2014年11月6日申请的日本专利申请2014-226069号。

技术领域

本公开涉及一种光飞行型测距装置及其方法，向空间发出以具有重复周期的图案进行了调制的调制光，接收包含调制光在对象物处反射得到的反射光的入射光，并将电荷分配到多个蓄积电容来蓄积，使用采样得到的值计算从本装置到对象物的距离。

背景技术：

作为以非接触的方式计算从本装置到对象物的距离的装置，提供了光飞行(TOF：Time of Flight)型测距装置。光飞行型测距装置向空间发出以具有重复周期的图案进行了调制的调制光(测距光)，接收包含调制光在对象物处反射得到的反射光的入射光。然后，光飞行型测距装置将与接收到的入射光相应的电荷分配到多个蓄积电容来蓄积，使用采样得到的值计算从本装置到对象物的距离(例如参照专利文献1～4)。

在光飞行型测距装置中，要求降低距离误差。作为降低距离误差的方法，存在抑制相位角误差、即提高信噪比(SNR：Signal-to-Noise Ratio)的方法或提高调制频率的方法。在提高SNR的方法中，为了增加信号分量而提高发光功率，或者为了减少噪声分量而使用光学滤波器，或者增加积分次数来提高SNR。作为提高发光功率的以往技术，公开了以脉冲串式(Burst mode)进行发光的技术(例如参照非专利文献1)。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本专利第5579893号公报

专利文献2：日本特开2010-96730号公报

专利文献3：日本专利第5585903号公报

专利文献4：日本特开2010-25906号公报

非专利文献

非专利文献1：Moller,T.,Kraft,H.,Frey,J.,Albrecht,M.,and Lange,R.,2005.Robust 3D Measurement with PMD Sensors.In Proceedings of the 1st Range Imaging Research Day at ETH Zurich.

技术实现要素：

然而，在提高发光功率的方法中，要注意消耗电力以及与其相伴的发热。在使用光学滤波器的方法中，无法使得比发光侧的波长宽度窄。在增加积分次数的方法中，帧频下降。在提高调制频率的方法中，越提高频率则产生相位混叠(Aliasing)的距离越短，因此，若不进行多次曝光则无法测定长的距离。

本公开是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供一种无需提高发光功率或者使用光学滤波器或者增加积分次数或者提高调制频率而能够适当地降低距离误差的光飞行型测距装置及其方法。

本公开的第一方式是计算到对象物的距离的飞行型测距装置。在该飞行型测距装置中，发光元件向空间发出以具有重复周期的图案进行了调制的调制光。驱动部对发光元件进行驱动。受光元件将与包含调制光在对象物处反射得到的反射光的入射光相应的电荷分配到多个蓄积电容来蓄积。控制部对受光元件的曝光进行控制。信号处理部使用由受光元件采样得到的值计算到对象物的距离。在该情况下，控制部对受光元件的曝光进行控制使得对至少一个高次谐波具有灵敏度。信号处理部将基波的分量与至少一个高次谐波的分量进行线性结合来计算到对象物的距离。

在第一方式中，在计算到对象物的距离时，将基波的分量与至少一个高次谐波的分量进行线性结合，因此与追加高次谐波的分量相应地，相比于仅根据基波的分量计算距离的情况，能够适当地降低距离误差。在该情况下，无需为了增加信号分量而提高发光功率，无需为了减少噪声分量而使用光学滤波器，无需增加积分次数，无需提高调制频率。即，无需提高发光功率或者使用光学滤波器或者增加积分次数或者提高调制频率，而能够适当地降低距离误差。

本公开的第二方式是计算到对象物的距离的光飞行型测距方法。在该飞行型测距方法中，从发光元件向空间发出以具有重复周期的图案进行了调制的调制光，对受光元件的曝光进行控制使得对至少一个高次谐波具有灵敏度，将与包含调制光在对象物处反射得到的反射光的入射光相应的电荷分配到所述受光元件的多个蓄积电容来蓄积。然后，将由受光元件采样得到的基波的分量与至少一个高次谐波的分量进行线性结合来计算到对象物的距离。

在第二方式中，与上述第一方式同样地，在计算到对象物的距离时，将基波的分量与至少一个高次谐波的分量进行线性结合。因此，与追加高次谐波的分量相应地，相比于仅根据基波的分量计算距离的情况，能够适当地降低距离误差。在该情况下，无需为了增加信号分量而提高发光功率，无需为了减少噪声分量而使用光学滤波器，无需增加积分次数，无需提高调制频率。即，无需提高发光功率或者使用光学滤波器或者增加积分次数或者提高调制频率，而能够适当地降低距离误差。

附图说明

图1是表示本公开的一个实施方式的功能框图。

图2是表示受光元件(2电容结构)的结构的图。

图3是表示4相位的序列的图。

图4是表示差动输出的序列的图。

图5是表示发光波形的图(之一)。

图6是表示傅里叶级数展开与占空比的关系的图(之一)。

图7是表示发光波形的图(之二)。

图8是表示傅里叶级数展开与占空比的关系的图(之二)。

图9是表示二次谐波的波形和非积分期间的图。

图10是表示将发光波形的占空比设为25％时的8相位的序列的图(之一)。

图11是表示实现“0”的结构和序列的图(之一)。

图12是表示实现“0”的结构和序列的图(之二)。

图13是表示实现“0”的结构和序列的图(之三)。

图14是表示数字信号处理电路的结构的图。

图15是表示相位角标准偏差的比较的图(之一)。

图16是表示相位角标准偏差的比较的图(之二)。

图17是表示相位角标准偏差的比较的图(之三)。

图18是表示条件的图。

图19是表示将发光波形的占空比设为25％时的6相位的序列的图。

图20是表示将发光波形的占空比设为17％时的8相位的序列的图(之一)。

图21是表示将发光波形的占空比设为17％时的8相位的序列的图(之二)。

图22是表示将发光波形的占空比设为17％时的8相位的序列的图(之三)。

图23是表示将发光波形的占空比设为17％时的8相位的序列的图(之四)。

具体实施方式

下面，参照附图来说明将本公开所涉及的光飞行型测距装置和光飞行型测距方法例如应用于车辆的一个实施方式。计算离本装置的距离的对象物例如是人、车辆、壁等。光飞行型测距装置1具有信号源2、驱动电路3(驱动部)、发光元件4、控制电路5(控制部)、受光元件6、CM(共模)分量去除电路7、缓冲器8a、8b、差分检测电路9、AD转换电路10以及数字信号处理电路11(信号处理部)。

信号源2通过将驱动信号输出到驱动电路3和控制电路5，来在发光元件4与受光元件6之间建立同步，与从发光元件4发出的调制光同步地控制受光元件6的曝光。从信号源2输出的驱动信号既可以是对发光元件4和受光元件6进行驱动的矩形脉冲(通常数～数10MHz)，也可以只是同步脉冲。发光元件4是发出作为调制光的例如红外光的LD(Laser Diode：激光二极管)、LED(Light Emitting Diode：发光二极管)。受光元件6是例如使用了CMOS(Complementary Metal Oxide Semiconductor：互补金属氧化物半导体)、CCD(Charge Coupled Device：电荷耦合器件)的工艺的图像传感器。

如图2所示，受光元件6具有PD(Photodiode：光电二极管)12、2个调制开关13a、13b以及2个蓄积电容14a、14b。2个调制开关13a、13b例如是MOS晶体管、传输门等MOS型器件、CCD构造的器件等。2个蓄积电容14a、14b例如是MOS、CCD、MIM(Metal Insulator Metal：金属-绝缘体-金属)等电容元件、布线、PN结的寄生电容等。受光元件6利用控制信号(栅极信号)TG1、TG2对调制开关13a、13b进行驱动，将由接收到的入射光产生的光电子分配到蓄积电容14a、14b，将表示所分配的光电子的电荷量的信号输出到CM分量去除电路7。控制信号TG1、TG2是与调制光同步的信号，因此，根据从本装置到对象物的距离，分配到蓄积电容14a、14b的光电子的电荷量发生变化。在图2中，例示了2个蓄积电容14a、14b。但是也可以设置3个以上的蓄积电容。

CM分量去除电路7在存在相对于所发出的调制光而言无法忽视的程度的水平的背景光的情况下，通过使用像素的结构来避免饱和。作为去除CM分量的方法，在现有文献中公开了各种技术。例如公开在美国6919549B2号公报、德国102005056774A1号公报、欧州1622200A1号公报等。差分检测电路9检测从CM分量去除电路7经由缓冲器8a、8b输入的信号的差分，将与该检测出的差分相应的信号输出到AD转换电路10。缓冲器8a、8b从其简单度出发例如由源极跟随电路(Source follower circuit)实现。差分检测电路9例如由差动放大器实现。

AD转换电路10将从差分检测电路9输入的信号从模拟信号转换为数字信号后输出到数字信号处理电路11。数字信号处理电路11通过对从AD转换电路10输入的信号进行数字信号处理，来运算被分配到蓄积电容14a、14b的光电子的电荷量，计算从本装置到对象物的距离(测距)。

图3是将发光波形的占空比设为50％来将受光元件6以4相位进行了驱动的情况下的序列(调制周期：Tm、曝光期间：Tw)。从发光元件4发出的调制光的波形(发光波形110)以与控制信号TG1、TG2同步的矩形波进行了调制。在图3中例示了以矩形波进行了调制的情况，但是也可以以正弦波、三角波或伪随机序列等波形进行调制。调制光在对象物处反射得到的反射光的波形(反射波形120)相对于发光波形110具有时间差，因此成为相对于发光波形110延迟了相位差的波形。另一方面，控制信号TG1、TG2是以相位相差180度的矩形波来驱动。数字信号处理电路11在将利用控制信号TG1-1、TG2-1(驱动波形111、121)驱动的序列重复数十～数十万次左右的周期之后，获取所产生的光电荷Q1、Q2的信息(进行了电荷电压转换得到的电压值)。之后，数字信号处理电路11在将利用控制信号TG1-2、TG2-2(驱动波形112、122)驱动的序列同样重复数十～数十万次左右的周期之后，获取所产生的光电荷Q3、Q4的信息。然后，数字信号处理电路11根据所获取的Q1～Q4，使用离散傅里叶变换(DFT：Discrete Fourier Transform)并通过以下的运算式(1)计算相位差的估计值θ(以下称为相位差θ)。

θ＝tan-1[(Q1-Q3)/(Q2-Q4)]…(1)

运算式(1)是基于上述四个采样的相位差的运算式，但是针对一般的N相位也能够通过以下的运算式(2)计算相位差θ。

θ＝tan-1[(∑Qk*sin(2π/N*k))/(∑Qk*co s(2π/N*k))]…(2)

图4是差动输出的序列。差分检测电路9将控制信号TG1、TG2的组合、例如控制信号TG1-1(驱动波形111)、TG2-1(驱动波形121)重复数十～数十万次来生成数字值D1(201)。同样地，差分检测电路9根据控制信号TG1-2(驱动波形112)、TG2-2(驱动波形122)生成数字值D2(202)，根据控制信号TG1-3(驱动波形113)、TG2-3(驱动波形123)生成数字值D3(203)，根据控制信号TG1-4(驱动波形114)、TG2-4(驱动波形124)生成数字值D4(204)。在该情况下，差分检测电路9将数字值D1～D4作为去除了DC分量后的值来输出。关于各个数字值D1～D4，在控制信号TG1为“H(高电平)”且TG2为“L(低电平)”时分配“1”(第一状态)，在控制信号TG1为“L(低电平)”且TG2为“H(高电平)”时分配“-1”(第二状态)，以此进行描述。即，关于Dx的波形，根据值为“1”和“-1”中的哪一个，来唯一地决定控制信号TG1、TG2的状态。此外，这样，Dx是表示两个蓄积电容14a、14b的差分的信号，因此AD转换电路10输出实施了与前述的运算式(1)的分子或分母相当的运算的信号。

在此，说明减小了发光波形的占空比时的傅里叶级数展开的系数。图5是不提高峰值而将发光波形的占空比从占空比为50％的发光波形(311)减小时的波形。发光波形(311)的占空比为50％，与此相对，发光波形(301)的占空比是25％。由于相对于发光波形311不提高峰值，因此在将占空比设为25％来发光时，能够相比于发光波形311降低发光功率。即，通过将占空比从50％减小至25％，能够将发光功率抑制为约一半。在图6中示出该情况下的傅里叶级数展开的各系数的依赖性。当用d(0＜d＜1.0)表示关于发光波形(301)求出傅里叶级数展开的占空比时，关于n次谐波，如下。

a₀＝2d…(3-1)

a_n＝2sin(nπd)/nπ(n＝1，2，3，…)…(3-2)

如果减小占空比，则基波的分量(1次分量)的能量(振幅值)缓慢下降，二次谐波的分量(2次分量)的能量从占空比为50％时的“0”逐渐增加，三次谐波的分量(3次分量)的能量也逐渐增加。即，如果能够将高次谐波的分量有效利用于距离测定，则能够提高能量的效率。

此外，图7是提高峰值并将发光波形的占空比从50％的发光波形(311)减小时的波形。发光波形(302)的占空比是25％。将占空比从50％减小至25％，与此相应地，将峰值相对于发光波形(311)提高为约2倍，因此在将占空比设为25％来发光时发光功率也与以往同等。在图8中示出该情况下的傅里叶级数展开的各系数的依赖性。当用d(0＜d＜1.0)表示关于发光波形(302)求出傅里叶级数展开的占空比时，关于n次谐波，如下。

a₀＝(0.5/d)×2d＝1…(4-1)

a_n＝(0.5/d)×(2sin(nπd)/nπ)

＝2dsin(nπd)/nπ(n＝1，2，3，…)…(4-2)

0.5表示发光波形(311)的占空比为50％。

如果减小占空比，则DC分量的能量恒定(不变)，但是AC分量的能量逐渐增加。即，在与发光波形的占空比的减小相应地提高了峰值的情况下，如果不仅基波的分量、还将高次谐波的分量也有效利用于距离测定，则也能够提高能量的效率。

在本公开中，通过关注上述的傅里叶级数展开与占空比的关系，变更用于在受光元件6中将光电子分配到蓄积电容14a、14b的控制信号TG1、TG2以提高高次谐波的灵敏度。具体地说，如图9所示，在差动输出的序列中插入非积分期间(将信号不进行积分而废弃的期间)。图9例示提高二次谐波(401)的灵敏度的情况，除了“1”、“-1”，还定义(插入)作为非积分期间的“0”(第三状态)，设为包含“1”、“-1”、“0”的数字值(402)。即，在比较例的数字值(403)(只有“1”、“-1”，不定义“0”)中，在期间“1”和期间“-1”的各个期间，导致正的分量与负的分量被抵消，作为结果，对二次谐波的分量不具有灵敏度。然而，通过定义作为非积分期间的“0”，在期间“1”内检测出正的分量，在期间“-1”内检测出负的分量，因此避免二次谐波的分量被抵消。此外，在期间“0”内，正的分量与负的分量被抵消(被废弃)。图10是这样定义“0”的序列的一例，是在将发光波形的占空比设为25％时设置非积分期间并以8相位进行驱动的序列。更具体地说，驱动波形将0～π/2定义为期间“1”，将π/2～3π/2定义为期间“0”，将3π/2～2π定义为期间“-1”。

作为实现“0”的方法，有以下所示的例如第一方法～第三方法。在第一方法中，如图11所示，设置将调制开关13a、13b同时接通的期间、即TG1、TG2这两者成为“H(高电平)”的期间来实现“0”。在TG1、TG2这两者成为“H(高电平)”的期间在PD 12中产生的电荷被分为Qa、Qb而蓄积在蓄积电容14a、14b中，Qa、Qb为相等的值。因此，该分量在CM分量去除电路7和差分检测电路9中被抵消，其结果，AD转换电路10输出“0”。

在第二方法中，如图12所示，与调制开关13a、13b相独立地设置废弃开关13c，设置将调制开关13a、13b同时断开且另一个废弃开关13c接通的期间、即TG1、TG2这两者成为“L(低电平)”且TG3成为“H(高电平)”的期间来实现“0”。在该TG1、TG2这两者成为“L(低电平)”且TG3成为“H(高电平)”的期间在PD 12中产生的电荷被废弃为固定电位(例如VDD)。

在第三方法中，如图13所示，废弃Qa、Qb中的一方，将2次量的样本进行统合来实现“0”。即，将废弃在TG2为“H(高电平)”的期间蓄积的电荷的周期和废弃在TG1为“H(高电平)”的期间蓄积的电荷的周期进行统合。在上述的第一方法中需要设置将TG1、TG2这两者设为“H(高电平)”的期间，在第二方法中需要设置将TG1、TG2这两者设为“L(低电平)”的期间，但是第三方法无需设置这种期间，只要进行将TG1、TG2彼此翻转的控制即可，具有只要简单的控制即可的优点。

数字信号处理电路11为图14所示的结构。数字信号处理电路11具有基波FFT(Fast Fourier Transform：快速傅里叶变换)处理电路21、二次谐波FFT处理电路22、三次谐波FFT处理电路23、占空比检测电路24、除法电路25、26、混叠校正电路27、增益可变电路28～30以及加法电路31。

基波FFT处理电路21将基波的相位角标准偏差σθ₁输出到增益可变电路28。二次谐波FFT处理电路22将二次谐波的相位角标准偏差σθ₂输出到除法电路25。三次谐波FFT处理电路23将三次谐波的相位角标准偏差σθ₃输出到除法电路26。占空比检测电路24检测发光波形的占空比，将其检测结果输出到增益可变电路28～30。除法电路25当从二次谐波FFT处理电路22被输入相位角标准偏差σθ₂时，将其1/2(固定增益)的值θ₂′输出到混叠校正电路27。除法电路26当从三次谐波FFT处理电路23被输入相位角标准偏差σθ₃时，将其1/3(固定增益)的值θ₃′输出到混叠校正电路27。混叠校正电路27当分别从除法电路25、26被输入θ₂′、θ₃′时，实施混叠校正后输出到增益可变电路29、30。增益可变电路28～30分别对基波的相位角标准偏差σθ₁、二次谐波的相位角标准偏差σθ₂′、三次谐波的相位角标准偏差σθ₃′相乘系数(A1～A3)来进行加权，并输出到加法电路31。加法电路31将利用各个系数进行了加权的基波的相位角标准偏差σθ₁、二次谐波的相位角标准偏差σθ₂′、三次谐波的相位角标准偏差σθ₃′相加来计算相位角标准偏差σθ并输出。

下面示出数字信号处理电路11对基波和二次谐波进行加权求和的情况。数字信号处理电路11根据基波通过以下的运算式计算测距值d1。

d₁＝(1/2)(c/f_m)(θ₁/2π)…(5)

或者，数字信号处理电路11根据二次谐波通过以下的运算式计算测距值d₂。

d₂＝(1/2)(c/2f_m)(θ₂/2π)

＝(1/2)(c/f_m)(θ₂/2/2π)

＝(1/2)(c/f_m)(θ₂′/2π)…(6)

数字信号处理电路11以A₁、A₂为系数，对测距值d₁、d₂进行加权求和，通过以下的运算式计算测距值d。

d＝A₁d₁+A₂d₂

＝(1/2)(c/f_m)(1/2π)(A₁θ₁+A₂θ₂′)

＝(1/2)(c/f_m)(θ/2π)…(7)

在此，在本公开的测距的期间内，fm不变，因此定义为将A₁θ₁+A₂θ₂′相加得到的相位角θ，将其与比较例进行比较，由此能够定量地评价应用了本公开的光飞行型测距装置1的性能。在此，例如以使相位角标准偏差σθ最小的方式决定A₁、A₂。如果关于基波、二次谐波各自知道系统的传递增益，则能够计算在样本值中叠加有噪声时误差如何传递到θ₁、θ₂′。因此，只要知道这些传递增益的比，就能够计算适当的A₁、A₂。此外，传递增益的比是发光波形(占空比)、受光元件6的驱动波形、相位数量的函数，在受光元件6的驱动的方法不变的情况下成为占空比的函数。

在将发光波形的占空比设为25％时以8相位进行驱动的序列中，

A₁＝0.3，A₂＝0.7…(8)

成为适当的值，因此，

θ＝0.3θ₁+0.7θ₂′…(9)

d＝0.3d₁+0.7d₂…(10)

图15是将发光波形的占空比设为25％并将峰值设为比较例的2倍时以8相位进行驱动的序列下的相位角标准偏差σθ的模拟结果。当将使发光波形的占空比为50％并以4相位进行驱动的序列设为比较例时，如果在相对于比较例不改变占空比和相位数量而使发光功率恒定的条件下将峰值设为2倍，则信号分量成为2倍，噪声分量成为√2倍。因而，相对于比较例而言的距离误差的改善幅度为3dB，与此相对，本公开中的相对于比较例而言的距离误差的改善幅度为约4.7dB，相对于比较例而言的距离误差的改善幅度高约1.7dB左右。

图16是不将峰值相对于以往改变而将发光波形的占空比设为25％并以8相位进行驱动的序列下的相位角标准偏差σθ的模拟结果。在该情况下，尽管将发光功率抑制为比较例的约一半，但是将相对于比较例而言的距离误差的劣化抑制为约1dB。

图17和图18是将上述的比较例也包括在内地将发光功率设为相同的条件并改变了发光波形的占空比、峰值、相位数量、驱动波形(数字值)、积分期间的情况下的相位角标准偏差σθ的模拟结果。通过如本公开那样设置非积分期间(有“0”)来对基波和高次谐波进行加权求和，即使在发光功率相同的条件下也能够降低距离误差。即可知，不使发光功率相对于比较例提高而能够降低距离误差。

此外，以上说明了将发光波形的占空比设为25％并以8相位进行驱动的序列，但是也可以改变相位数量。如果是将发光波形的占空比设为25％并以6相位进行驱动的情况，则成为图19所示的序列。此外，如果是将发光波形的占空比设为17％并以8相位进行驱动来提高三次谐波的灵敏度的情况，则成为图20所示的序列。在该情况下，在4相位时，需要与基波、二次谐波、三次谐波分别对应地合计12次的曝光，但是在本公开中只要8次曝光即可。

此外，也可以如图21所示那样，将由受光元件6采样得到的值中的、积分期间与时间轴一致的(重叠的)值设为有效，将积分期间与时间轴不一致的值设为无效。即，在将发光波形的占空比设为17％并以8相位进行驱动的序列的情况下，在图21的例示中，数字值D1～D4只是获取了噪声分量，因此通过将数字值D1～D4设为无效，能够降低距离误差。这是因为，数字值D1～D4在“1”或“-1”的期间中反射波形不重叠，因此除了CM分量以外不被蓄积到电容。

或者，如图22所示，在从本装置到对象物的距离相对远时，将受光元件6的曝光期间控制为相对长使得积分期间与时间轴一致的采样次数相对多，由此能够降低距离误差。即，在图22的例示中，通过将数字值D1～D4设为短时间曝光，将数字值D5～D8设为长时间曝光，能够降低距离误差。与此相反，在从本装置到对象物的距离相对近时，将受光部6的曝光期间控制为相对短使得积分期间与时间轴一致的采样次数相对少，由此能够防止饱和。即，在图23的例示中，通过将数字值D1～D4设为短时间曝光，将数字值D5～D8设为长时间曝光，能够防止饱和。

根据如以上说明的那样的本实施方式所涉及的光飞行型测距装置1和飞行型测距方法，能够获得以下所示的作用效果。在光飞行型测距装置1中，利用如果将发光波形的占空比减小为小于50％则随着占空比变小而高次谐波的分量的能量增加的现象，使发光波形的占空比小于50％，对受光元件6的曝光进行控制使得对规定的高次谐波具有灵敏度，将基波的分量与高次谐波的分量进行线性结合。由此，追加高次谐波的分量，与此相应地，相比于仅根据基波的分量计算距离的情况，能够适当地降低距离误差。在该情况下，无需为了增加信号分量而提高发光功率，无需为了减少噪声分量而使用光学滤波器，无需增加积分次数，无需提高调制频率。即，无需提高发光功率或者使用光学滤波器或者增加积分次数或者提高调制频率，而能够适当地降低距离误差。

在该情况下，与使发光波形的占空比小于50％相应地提高峰值，由此使发光功率与以往同等也能够降低距离误差。此外，即使仅使发光波形的占空比小于50％而不提高峰值，也能够维持与以往同等的距离精度。此外，将由受光元件6采样得到的值中的、积分期间与时间轴一致的(重叠的)值设为有效，将积分期间与时间轴不一致的值设为无效，由此能够降低距离误差。并且，在从本装置到对象物的距离相对远时，将受光元件6的曝光期间控制为相对长使得采样次数相对多，由此能够降低距离误差。与此相反，在从本装置到对象物的距离相对近时，将受光部6的曝光期间控制为相对短使得采样次数相对少，由此能够防止饱和。

本公开不仅仅限定于上述的实施方式，能够如下变形或扩展。

在上述的实施方式中，通过使发光波形的占空比小于50％来增加了至少一个高次谐波的能量，但是未必需要将发光波形的占空比设为小于50％。例如考虑在对发光元件进行驱动的电路的情况下无法避免占空比大于50％的情况。具体地说，设想如下情况：由于阈值过低或者进行驱动的电路的波形减弱等原因，难以使占空比小于50％，也难以设置调整机构。在此，即使占空比大于50％，高次谐波的分量的绝对值也大于0。因而，即使在像这样不得不使占空比大于50％的情况下，通过对受光元件进行控制使得对上述的高次谐波具有灵敏度，也能够有效利用高次谐波。例如在将二次分量用作高次谐波的情况下，如果将占空比设定为75％，则能够最大限度地有效利用二次分量。

也可以将本公开的飞行型测距装置和光飞行型测距方法使用于车辆以外的用途。另外，在上述的实施方式中，例示了将发光波形的占空比设为25％、17％，但是也可以小至除此以外的值。此外，例示了将发光波形的峰值提高至2倍，但是也可以提高至除此以外的倍数。