MEMS陀螺仪中偏移误差校正的功率高效斩波方案的制作方法

文档序号:12464925
MEMS陀螺仪中偏移误差校正的功率高效斩波方案的制作方法与工艺

本发明一般涉及MEMS陀螺仪中的同相偏移补偿,更具体地涉及校正由于陀螺仪中驱动力不对准引起的偏移误差。



背景技术:

陀螺仪偏移是调幅信号,并且典型地通过应用在陀螺仪的共振频率斩波的校正信号校正。斩波的校正信号通常来自缓冲的数字-模拟转换器(DAC),其使用N位修剪。斩波信号的特征是急剧上升/下降时间和快速沉降。在低功率实现这些属性是一个挑战。

通常,在模拟信号被斩波并应用到具有大的寄生电容负载(例如,5pf到6pf)的传感器的应用中,高带宽缓冲器在斩波之前用来实现急剧上升/下降和快速沉降。图1是示出如本领域中已知的第一模拟斩波电路的示意图。除其他事项外,模拟斩波电路包括高带宽缓冲器104和斩波器106,以处理来自数字-模拟转换器(DAC)102的模拟信号,并经由传感器寄生负载(Cpar)108提供斩波信号到传感器110。DAC 102基于DAC输入代码101产生模拟信号。高带宽缓冲器104通常是开关电容器差分缓冲器,为了避免在DAC上的任何电阻性负载,尽管其它缓冲体系可在各种替代实施方式中使用。图2是示出图1中所示的电路的斩波输出的示意图。显著功率的量在该缓冲器中燃烧以达到所需的性能,和缓冲器的功率随着上升/下降时间要求进行调整。为了示出缓冲器的带宽要求,例如,为了实现 斩波间隔(1/2*fo)的5%的上升和下降时间,缓冲的带宽需要为10倍的2*fo,其中fo是传感器的谐振频率。在动力方面所付出的代价是很高的,应用实现驱动更高的传感器的寄生负载的缓冲器的高带宽(例如,5pf至6pf)。

作为解决以前的问题,大电容器(Clarge)典型地置于斩波器之前(即,在缓冲器的输出),以减轻缓冲器的一些带宽要求,并提供与斩波输出的瞬时上升和下降(通过电荷共享传感器的寄生负载Cpar 108)。图3是示出高带宽缓冲器104和斩波器106之间具有大电容(Clarge)105的模拟斩波电路的示意图。图4是表示在图3中所示的电路的斩波输出的示意图。即使Clarge 105通过允许使用较低带宽缓冲器缓解带宽要求(例如,5倍的2*fo斩波间隔足以沉降超过18比特),以实现最终的沉降,缓冲器仍然需要燃烧大量的功率来驱动这个大电容(Clarge)。

各种方法来检测和补偿在MEMS惯性传感器的偏移误差在对应于美国专利申请公开号2011/0041609(案号2550/C27)的美国专利8783103和在对应于美国专利申请公开号2014/0060186(案号2550/D92)的美国专利8677801中描述。所述的一项补偿方法是通过在所述传感器的谐振频率斩波校正信号并将其施加到传感器的同相修剪电极来实现。



技术实现要素:

根据本发明的一个实施例,模拟斩波电路包括具有第一和第二端子的电容器;具有用于接收第一和第二主输入电压信号的第一和第二输入,以及具有用于提供用于充电该电容器的第一和第二输出电流信号的第一和第二输出的基于主比较器的电源环路;和具有分别耦合到该电容器的第一和第二端子的第一和第二输入,以及具有分别耦合到传感器寄生负载的第一和第二端子的第一和第二输出的斩波器。基于主比较器的电源环路被配 置为当由电容器存储的电压低于由第一和第二主输入电压信号表示的电压电平时提供输出电流信号用于充电所述电容器,并当由电容器存储的电压达到所述电压电平停止提供输出电流信号。斩波器被配置成在若干连续断续间隔期间斩波由电容器提供的输出电压信号。

在一个替代实施例中,基于主比较器的环路包含:第一电压控制电流源,具有用于有选择地启用和禁用电流流动的控制输入,并具有用于提供第一输出电流信号的输出;第一比较器,具有用于接收来自所述电容器的第一电压信号的第一输入,用于接收第一主输入电压信号的第二输入,以及耦合到第一电压控制电流源的控制输入的输出;第二电压控制电流源,具有用于有选择地启用和禁用电流流动的控制输入,以及具有用于提供第二输出电流信号的输出;以及第二比较器,具有用于从所述电容器接收第二电压信号的第一输入,用于接收第二主输入电压信号的第二输入,以及耦合到可控电流源的第二电压的控制输入的输出。第一和第二比较器被配置为当由电容器存储的电压低于电压电平时分别使能第一和第二电压控制的电流源,并当在由电容器存储电压达到所述电压电平时分别关闭第一及第二电压控制电流源。

在第二替代实施例中,模拟斩波电路进一步包括:第一开关,具有用于接收第一和第二源输入电压信号的第一和第二输入,和具有分别耦合到基于主比较器的功率环路的第一和第二输入的第一和第二输出;以及第二开关,具有分别耦合到基于主比较器的电源环路的第一和第二输出的第一和第二端子,以及具有分别耦合到该电容器的第一和第二端子的第三和第四端子。第一开关被配置为在第一和第二输出提供第一和第二源的输入电压信号,使得第一和第二源的输入电压信号在每个连续断续间隔期间交换。所述第二开关被配置为在连接基于主比较器的电源环路的第一和第二输出与电容器的第一和第二端子,使得连接在同步于第一开关的每个连续 断续间隔期间交换。

在第三替代实施例中,模拟斩波电路还包括过充电电路,配置成过充电以上的电压电平的电容器。过充电电路可以包括辅助电源环路和用于电容器的辅助电源环路选择性地耦合和解耦从辅助电源环路中的电容器的开关系统。过充电电路可以被配置为在各斩波周期内操作第一阶段,在此期间,电容从辅助电源环路解耦并连接穿过基于主比较器的电源环路,以及在每个断续间隔内操作的第二阶段期间电容器从基于主比较器的电源环路断开,并且连接至所述辅助电源环路,用于过充电超出电压电平。辅助电源环路可以包括电阻分压网络,它定义用于过充电的电容器增益的量,而且所取得的电阻分压器网络可被配置为使得最终斩波输出电压的99%左右通过在第一阶段的电荷共享实现。

根据本发明的另一个实施例,模拟斩波电路包括;电容器;斩波器,用于斩波在若干连续断续间隔期间由电容器提供的电压;和过充电电路,过充电输入电压以上的电容器,所述过充电电路包括电源环路和开关系统,用于选择性地耦合电容器到功率环路和从电源环路解耦电容器。过充电电路被配置成操作在各斩波周期期间操作第一阶段,其中,电容器从电源环路解耦并连接到斩波器,以及在各斩波间隔操作第二阶段,其中,电容器从斩波器断开并耦合到所述电源环路,用于过充电高于输入电压。

在一个替代实施例中,辅助电源环路可以包括电阻分压网络,它定义用于过充电电容器的增益量,其中,电阻分压器网络可被配置,使得最后的斩波输出电压的99%左右通过在第一阶段充电共享取得。

在任何上述实施例中,模拟斩波电路可以包括:电容器阵列,其包括具有不同电容值的多个电容器,包括电容器并且进一步包括开关电路的电容器阵列,其配置成基于对应于提供给所述模拟斩波电路的输入电压的数字值选择性地路由信号来往于电容器。模拟斩波电路可以包括数字-模拟 转换器,具有分别耦合到基于主比较器电源环路的第一和第二输入或第一开关的第一和第二输入的第一和第二输出。

附加实施例可以被公开并要求保护。

附图说明

实施例的前述特征将参照所附图通过参考下面的详细描述更容易地理解,其中:

图1是表示本领域中已知的第一模拟斩波电路的概略说明图;

图2示出在图1中所示的电路的斩波输出的示意图;

图3是表示作为本领域中已知的第二模拟斩波电路的示意图;

图4是表示在图3中所示的电路的斩波输出的示意图;

图5是示出根据本发明的某些示例性实施例的第一模拟斩波电路的概略图;

图6示出根据一个示例性实施例的图5的非重叠斩波时钟clk1和clk2的模拟斩波电路的定时;

图7是示出根据本发明的某些示例实施例的第二模拟斩波电路的示意图;

图8是示出了根据本发明的某些示例实施例的第三模拟斩波电路的示意图;

图9示出根据一个示例性实施例,对于图8的模拟斩波电路,时钟clk1和clk2相对于斩波时钟phi1和phi2的时序;

图10表示由于由图8的辅助低功率循环充电Clarge 105在时域中的偏移概况;

图11是表示图8中所示的电路的斩波输出的示意图;

图12是示出根据本发明的某些示例实施例的第四模拟斩波电路的概略图;

图13是表示根据第一示例性实施例的图12的电容器阵列的相关组件的示意图;和

图14是根据第二示例性实施例表示图12的电容器阵列的相关组件的示意图。

应当指出,前述附图和其中所示的元件不必按一致尺度或任何比例。除非上下文另有说明,相同的元件用相同的标号表示。

具体实施方式

本发明的实施例从模拟斩波电路消除高带宽缓冲器。在一些具体的实施例中,缓冲器被替换为基于比较器的环路,器可用于应用偏移校正,并使用比具有缓冲器显著较低功率实现具有尖锐(最多为1ns)上升和下降时间的N位沉降性能。其它具体实施例包括过充电电路组合基于比较器环或代替基于比较器的环路。仍然其他具体实施例包括电容器阵列代替单个大电容Clarge,和利用解码/切换电路,以根据DAC输入代码选择性地耦合电容器之一到电路。重要的是,示例性实施例导致围绕充电电容器到电压V所需的C*V*V*f的理论极限的总功耗,其中C等于(Clarge+Cpar),和V等于DAC输出电压。

图5是示出了根据本发明的某些示例性实施例的第一模拟斩波电路的概略图。相比于图1的模拟斩波电路,这里的模拟斩波电路包括代替缓冲器104的主低压电源环路504。通过比较Clarge(斩波输出)上电压和通过比较器512、513的DAC输出电压和相应的电压控制的电流源514、515, 主低压电源环路504充电Clarge 105。当Clarge 105的电荷是DAC输出电压以下时,比较器512、513开关“开”电压控制电流源514、515,并当Clarge 105被充电到DAC输出电压时切换“打开”电压控制电流源514、515。比较器512、13确保该电流源514、515将只在过渡时间是“开”的,直到Clarge 105充电到DAC输出电压。在电流源514、515被切换为“OFF”之后,Clarge 105在斩波相位clk1和clk2期间其余时间保持电压。图6示出根据一个示例性实施例的非重叠斩波时钟clk1和clk2的定时。电流源514、515的瞬态开关“开”确保功耗没有超出C*V*V*f的理论极限。此外,比较器的更高的带宽可以以较低的功率消耗来实现,因为它只驱动电压控制电流源514、515的输入寄生。环路中的总功耗是低功率比较器的静态功耗当充电Clarge 105时通过电流源的动态功耗(等于理论极限C*V*V*f)的总和。一旦斩波时钟clk1/clk2开关“ON”,Clarge 105中的电荷与Cpar 108共享,这几乎是瞬间现象,提供斩波输出的急剧上升和下降。

在图5的模拟斩波电路中,1/f噪声或来自比较器512的偏移可以出现在斩波输出。该偏移量可以由每个断续周期clk1/clk2期间交换的比较可以减少或消除。

图7是示出了根据本发明的某些示例实施例的第二模拟斩波电路的示意图。这里,比较器512、513使用在主低功率循环504的输入的单独斩波716以及在主低压电源环路504的输出的另一个单独斩波718的输入端交换(即,最终斩波106之前),以使偏移出现在斩波频率,而信号保持在低频率(最终斩波前)。在示例性实施例中,此电路基本上使用如图6所示的clk1和clk2的相同定时。

在某些示例性实施例中,斩波波形的质量可以通过过充电Clarge以同时实现急剧上升和下降以及以较低功率更快沉降得到改进。

图8是示出了根据本发明的某些示例实施例的第三模拟斩波电路的示 意图。该模拟斩波电路类似于图5的模拟斩波电路,但还包括辅助低电源环路818和相关联的开关电路820,以执行大电容Clarge 105的过充电。辅助低功率环路818由比较器822,823和相应的电压控制的电流源824、825沿着电阻分压器网络(由电阻R1和R2表示)形成,并用作下文讨论的充电Clarge 105到DAC输出的增益上调版本。

过充电方案的操作分为斩波间隔内的两个阶段(1/(2*fo)),称为phi1和phi2,其中phi1和phi2是基于具有频率2*fo的非重叠时钟。图9示出根据一个示例性实施例时钟phi1和phi2相对于斩波时钟clk1和clk2的定时。在phi1期间,大电容器Clarge 105(在本示例性实施例通常约为6*Cpar)在较少时间连接穿过主低功率循环504,在此期间,Clarge 105上电荷(其存储在先前phi2阶段)与传感器寄生负载Cpar 108共享,以通过与传感器寄生负载Cpar 108电荷共享实现瞬时上升/下降。phi1的持续时间很短(一般为10至20ns),由于电荷共享几乎是瞬时的。在phi2期间,Clarge 105从主低电源环路504断开,并且Clarge 105通过辅助低功率环818和相关的开关电路820过充电到DAC输出的增益上升版本。同时,斩波输出通过主低功率循环504充电到它的最终电压。

过充电到DAC输出的增益上升版本确保最终电压的几乎99%的瞬间通过在阶段phi1电荷共享实现。最终电压的剩下1%由主低电源环路504在阶段phi2充电。用于增益上升DAC输出的增益量由电阻分压网络中的辅助低电源环路818(由电阻R1和R2表示)限定。增益优选被选择为使得在阶段phi1电荷共享之后,99%的最终斩波输出电压在阶段phi1通过电荷共享在瞬间实现。如图11所示,相比于图4所示的短切波形,使用过充电,斩波的波形现在更加类似于理想方波。在此配置中的总功耗为:

Clarge*Vovercharge*Vovercharge*f+Cpar*V*V*f

=C*V*V*f+Clarge*(Vovercharge-V)^2*f

因此,在该示例性实施例中,总功耗比C*V*V*f的理论极限略高,因为Clarge在phi2阶段过充电。

分析显示1/f噪声的贡献或抵消由于辅助低电源环路818和开关电路820是最小的。一般来说,闪烁噪声可以作为考虑慢慢偏移不同而不同。从辅助低功率环路818(通常能带隙产生的电压)的任何这种偏移量在phi2阶段存储在Clarge 105,在phi1阶段与寄生负载传感器Cpar 108电荷共享。在phi2阶段,Cpar 108上偏移存储(在阶段phi1)消失,因为它由基于主比较器的低功率循环(在DAC的输出)充电。图10表示由于通过辅助低电源环路818充电Clarge 105在时域中的偏移量信息,由于这里不考虑DAC和基于主低功率比较器环路的抵消。该偏移是具有频率(fo)周期性的。谐波含量并不重要,因为它是在传感器所感兴趣的频带之外。基波分量fo的幅度是通过将傅里叶级数到偏移轮廓发现,并可被表征为如下:

Vfundamental=Offset*(4*sin(π*τ/T))/π等式1

其中τ是相phi1(通常为10至20ns)的持续时间,而T是1/fo。

对于较低的谐振频率(例如,<100千赫)时,比例τ/T是非常低(例如,<1/1000)。因此,大致可以使用下面:

sin(π*τ/T)=π*τ/T 等式2

使用公式2,方程1近似简化为

Vfundamental=Offset*(4*τ/T) 等式3

基于上述方程,可以看出,由于阶段phi2期间充电Clarge 105的输出偏移的影响对于fo的较低值是微不足道的。

应当指出,虽然示例性实施例以上使用所讨论的单个大电容Clarge,各种替代实施方式用具有不同的电容值电容器阵列取代单个大电容Clarge,其中,电容器阵列之间的适当电容通过适当的解码/切换电路基于DAC输入代码选择性耦合到模拟斩波电路。例如,译码/切换逻辑可配置为当DAC输入代码是值的第一范围内时选择性地耦合第一电容器,当DAC输入代码是值的第二范围内时选择性耦合第二电容器,等等。通常情况下,DAC输入代码的最低范围将导致具有最低电容值的电容器选择性地耦合到电路中,下一个较高范围的DAC输入代码将导致具有下一个较高电容值的电容器被选择性地耦合到电路,等等。

图12是示出了根据本发明的某些示例实施例的第四模拟斩波电路的概略图。该模拟斩波电路类似于图8的模拟斩波电路,但是开关电路1220采用了电容阵列1250来代替单一的大电容Clarge 105。电容阵列1250包括具有不同电容值的多个电容器,并选择性地基于DAC输入代码101耦合电容到连接点之间的电路1260和1270,如以上所讨论。在该图中,Vrefp和Vrefn是DAC 102的正和负基准电压,其也分别用作比较器822和823的恒定参考电压输入。相比图8,其中Clarge105上的电荷基于电压变化而变化(即,取决于DAC码),在图12,对电容器的电荷通过基于DAC码切换电容器和保持电压恒定改变,即,到比较器822和823的输入是恒定的,所述电容器是基于DAC码交换。

图13是示出根据第一示例性实施例的电容器阵列1250的相关组件的示意图。这里,电容器阵列1250包括解码器1380,其选择性地基于DAC输入代码1240耦合电路连接点1260和1270之间的电容器C1-C4的一个。 具体地说,如果该解码器选择电容器C1,则开关S11和S12闭合以便耦合电容C1到电路;如果解码器选择电容器C2,则开关S21和S22闭合以便以耦合电容器C2到电路;如果解码器选择电容器C3,则开关S31和S32闭合以便耦合电容器C3到电路;并且如果解码器选择电容C4,则开关S41和S42闭合以便耦合电容器C4到电路。在本实施方式中,适当的电容器在阶段phi1连接到DAC输出和在每个开关周期的阶段phi2过充电至一恒定电压-(在这个例子中,Vrefp-Vrefn)。

图14是表示根据第二示例性实施例的电容器阵列1250的相关组件的示意图。这里,电容器C1-C4耦合在双数字开关1480和1481之间,这反过来又由DAC输入代码1240控制。

应当指出,在任何所述实施例,电容器阵列可以代替单个大电容Clarge使用,包括以上参考的任何图3、5、7和8中描述的示例性实施例。还应当注意,根据需要对于特定实现,可以在电容器阵列使用任何适当数目的电容器。

应当指出,在某些陀螺仪(例如,具有小于10千赫兹的谐振频率某种陀螺仪)中,由DAC输出的校正信号(例如,电阻串DAC)能驱动所述传感器寄生负载Cpar,因此可以没有缓冲器直接斩波,使得该模拟斩波电路可以包括没有主低功率环路的过充电电路。

应当注意,箭头可用于附图,表示通信、传输或涉及两个或多个实体的其他活动。双端箭头一般表示在两个方向上(例如,在一个方向上的命令/请求,在其他方向的相应答复,或者通过任一实体发起的对等通信)可能出现的获得,虽然在某些情况下,不一定发生在两个方向上的活动。单 端的箭头通常表示完全或主要在一个方向上的活动,但应当指出,在某些情况下,这样的定向活动实际上可涉及两个方向上的活动(例如,从发送器向接收器的信息,和从接收器到发送器的确认消息,或者转移和终止转移后的连接之前建立连接)。因此,用于特定图形中表示特定活动的箭头的类型是示例性的,不应该被看作是限制性的。

本发明可以体现在其它特定形式而不脱离本发明的真正范围的情况下,以及许多变化和修改将对于本领域技术人员是显而易见的。“本发明”的任何引用旨在指本发明的示例性实施例,并且不应当被解释为指的是本发明的所有实施例,除非上下文另有要求。所述实施例在所有方面都仅是示例性的而非限制性的。

再多了解一些
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