发送定位信号的方法、处理器可读存储器和位置定位系统与流程

文档序号:13109107
本发明申请是申请日期为2012年8月2日、申请号为“201280038639.8”、发明名称为“广域定位系统(WAPS)中的小区组织和传输方案”的发明专利申请的分案申请。相关申请本申请要求2011年8月2日提交的美国(US)专利申请第61\/514,369号的权益。本申请是2012年6月28日提交的US专利申请第13\/535,626号的部分继续申请。本申请是2012年3月5日提交的US专利申请第13\/412,487号的部分继续申请,US专利申请第13\/412,487号是2009年9月10日提交的US专利申请第12\/557,479号(现在是US专利第8,130,141号)的继续申请。本申请是2011年11月14日提交的US专利申请第13\/296,067号的部分继续申请,US专利申请第13\/296,067号是2009年9月10日提交的US专利申请第12\/557,479号(现在是US专利第8,130,141号)的部分继续申请。技术领域这里的公开主要涉及定位系统。特别地,本公开涉及广域定位系统。

背景技术:
像全球定位系统(GPS)等定位系统已经使用了许多年。然而,在不良信号条件下,这些传统的定位系统可能具有劣化的性能。通过引用的包含在本说明书中提及的每个专利、专利申请和\/或公开的全部内容,在与像每个单独的专利、专利申请和\/或公开被具体并单独地指出通过引用包含一样相同的程度,通过引用包含于此。

技术实现要素:
根据本发明的第一方面,提供了一种用于从驻留在不同位置的多个发射器发送定位信号的方法,该方法包括:使用多个发射器来发送多个定位信号,多个定位信号中的每一个均包括被调制到具有从有限的值集合中选择的载波频率的一个载波上的伪随机测距信号;以及使用多个发射器中的两个发射器来同时发送多个定位信号中的两个定位信号。两个定位信号中的第一定位信号包括被调制到具有第一载波频率的一个载波上的伪随机测距信号。两个定位信号中的第二定位信号包括被调制到具有第二载波频率的一个载波上的伪随机测距信号。第一载波频率和第二载波频率彼此偏移了小于或等于两个定位信号中的每个定位信号的带宽的25%的偏移。根据本发明的第二方面,提供了一种处理器可读存储器,其存储适于在至少一个处理器上运行以实现下述方法的应用程序,该方法用于从驻留在不同位置的多个发射器发送定位信号,该方法包括:使用多个发射器来发送多个定位信号,多个定位信号中的每一个均包括被调制到具有从有限的值集合中选择的载波频率的一个载波上的伪随机测距信号;以及使用多个发射器中的两个发射器来同时发送多个定位信号中的两个定位信号。两个定位信号中的第一定位信号包括被调制到具有第一载波频率的一个载波上的伪随机测距信号。两个定位信号中的第二定位信号包括被调制到具有第二载波频率的一个载波上的伪随机测距信号。第一载波频率和第二载波频率彼此偏移了小于或等于两个定位信号中的每个定位信号的带宽的25%的偏移。根据本发明的第三方面,提供了一种位置定位系统,包括:多个发射器,多个发射器中的每一个在不同位置处并且能够操作用于发送定位信号,该定位信号包括被调制到具有从有限的值集合中选择的载波频率的载波上的伪随机测距信号。多个发射器包括能够操作用于同时发送两个定位信号的两个发射器。该两个发射器中的第一发射器能够操作用于发送两个定位信号中的第一定位信号。第一定位信号包括被调制到具有第一载波频率的一个载波上的伪随机测距信号。两个发射器中的第二发射器能够操作用于发送两个定位信号中的第二定位信号,第二定位信号包括被调制到具有第二载波频率的一个载波上的伪随机测距信号。第二载波频率与第一载波频率偏移了小于或等于两个定位信号中的每个定位信号的带宽的25%的偏移。附图说明图1是实施例下的广域定位系统的框图。图2示出了实施例下的包括多组小区的示例小区组织,其中,每个组是七小区组。图3示出了实施例下的使用与三组重复模式一起使用的单个最大长度代码的示例小区组织。图4示出了实施例下的包括位于在时隙1期间进行发射的发射器之间的中途的三个接收器的示例配置。图5A和5B示出了实施例下的相干积分排斥对比载波频率偏移(模帧速率)的图表。图6示出了详细说明实施例下的各种小区配置的性能比较的表。图7示出了实施例下的7G\/7F和1M\/7F配置的0迟延(lag)偏移处的互相关的表。图8示出了实施例下的通过帧积分而获得的最坏情况相干积分增益对比两个发射器之间的差速的图表。图9示出了实施例下的PN代码的7个不同置换。图10示出了实施例下的基于运行长度(即,峰值的任一侧的多少连续相位具有峰值的1\/1023倍的自相关)的优先黄金代码列表。图11是实施例下的同步信标的框图。图12是实施例下的使用中继器配置的定位系统的框图。图13是可选实施例下的使用中继器配置的定位系统的框图。图14示出了实施例下的信号塔同步。图15是实施例下的GPS受律PPS发生器的框图。图16是实施例下的GPS受律振荡器。图17示出了实施例下的用于对PPS和使得发射器的模拟部分能够发送数据的信号之间的时间差进行计数的信号图。图18是实施例下的差分WAPS系统的框图。图19示出了实施例下的共视时间传递。图20示出了实施例下的双向时间传递。图21是实施例下的接收器单元的框图。图22是实施例下的RF模块的框图。图23示出了实施例下的信号上转换和\/或下转换。图24是实施例下的具有多个接收链的接收器系统的框图,其中,可以临时使用接收链中的一个用于接收WAPS信号并对其进行处理。图25是示出实施例下的在定位系统中共享的时钟的框图。图26是实施例下的从WAPS到GNSS接收器的协助传递的框图。图27是示出实施例下的从GNSS接收器到WAPS接收器的辅助信息的传递的框图。图28是实施例下的从WAPS服务器提供WAPS协助信息的示例配置。图29是实施例下的估计h[n]中的最早到达路径的流程图。图30是实施例下的估计基准相关函数的流程图。图31是实施例下的估计噪声子空间的流程图。图32是可选实施例下的估计噪声子空间的流程图。图33是另一可选实施例下的估计噪声子空间的流程图。图34是又一可选实施例下的估计噪声子空间的流程图。图35是再一可选实施例下的估计噪声子空间的流程图。图36是实施例下的基准海拔压力系统的框图。图37是实施例下的集成了基准海拔压力系统的WAPS的框图。图38是实施例下的使用来自各个系统的范围测量值的混合位置估计的框图。图39是实施例下的使用来自各个系统的位置估计值的混合位置估计的框图。图40是实施例下的使用来自各个系统的范围和位置估计值的组合的混合位置估计的框图。图41是实施例下的确定混合位置解的流程图,其中,当GNSS\/WAPS位置和\/或速度估计值的质量好时,反馈来自WAPS\/GNSS系统的位置\/速度估计值,以帮助校准不时的传感器的漂移偏置。图42是实施例下的确定混合位置解的流程图,其中,在不需要明确反馈的情况下,作为GNSS和\/或WAPS单元中的位置\/速度计算的一部分,来估计传感器参数(例如偏置、比例和漂移)。图43是实施例下的确定混合位置解的流程图,其中,将传感器校准与各个位置计算单元分离。图44是实施例下的确定混合位置解的流程图,其中,作为各个位置计算单元的状态的一部分来进行传感器参数估计。图45示出了实施例下的WAPS和其它系统之间的信息的交换。图46是示出实施例下的FM接收器和WAPS接收器之间的地点、频率和时间估计值的交换的框图。图47是示出实施例下的WLAN\/BT收发器和WAPS接收器之间的地点、时间和频率估计值的交换的框图。图48是示出实施例下的蜂窝收发器和WAPS接收器之间的地点、时间和频率估计值的交换的框图。图49示出了实施例下的并行复合相关器架构。图50示出了实施例下的从具有并行随机访问读取能力的两个16位移位寄存器基元得出的32位移位寄存器实现。图51示出了实施例下的移位运算和读出运算速率。图52示出了实施例下的实现1023×n位加法器的加法器树的结构。图53是实施例下的会话密钥设定的框图。图54是实施例下的加密的流程图。图55是可选实施例下的用于加密的安全架构的框图。具体实施方式描述用于确定接收器的位置的系统和方法。实施例的定位系统包括发射器网络,发射器网络包括广播定位信号的发射器。定位系统包括远程接收器,远程接收器获取并跟踪定位信号和\/或卫星信号。卫星信号是基于卫星的定位系统的信号。远程接收器的第一模式使用基于终端的定位,其中,远程接收器使用定位信号和\/或卫星信号计算位置。定位系统包括耦接到远程接收器的服务器。远程接收器的第二工作模式包括基于网络的定位,其中,服务器根据定位信号和\/或卫星信号计算远程接收器的位置,其中,远程服务器接收并向服务器传递定位信号和\/或卫星信号。实施例的确定位置的方法包括在远程接收器处接收定位信号和卫星信号中的至少一个。从包括多个发射器的发射器网络接收定位信号。从基于卫星的定位系统接收卫星信号。该方法包括使用基于终端的定位和基于网络的定位中的一个,确定远程接收器的位置。基于终端的定位包括使用定位信号和卫星信号中的至少一个,在远程接收器处计算远程接收器的位置。基于网络的定位包括使用定位信号和卫星信号中的至少一个,在远程服务器处计算远程接收器的位置。描述了一种位置定位系统,其包括广播定位信号的发射器。每个广播的定位信号包括伪随机测距信号。该位置定位系统包括远程接收器,远程接收器获取并测量在该远程接收器处接收到的定位信号的到达时间。在时间间隔期间,发射器同时发送并且远程接收器同时接收至少两个定位信号。这两个定位信号具有彼此偏移小于这两个定位信号中的每个定位信号的带宽的近似25%的偏移的载波频率。通过将远程接收器调谐到这两个定位信号中的选择的信号的频率,并且将该选择的信号与和发送的该选择的信号的伪随机测距信号匹配的基准伪随机测距信号相互关联,来减少定位信号之间的交叉干扰。在下面的描述中,引入大量具体细节,来提供对所描述的系统和方法的全面理解并且使得能够对所描述的系统和方法进行描述。然而,相关领域技术人员将认识到,可以在没有这些具体细节中的一个或更多个的情况下或者使用其它部件、系统等实践这些实施例。在其它实例中,不示出或者不详细描述已知结构或者运算,以避免遮蔽公开的实施例的各方面。图1是实施例情况下的定位系统的框图。这里也称为广域定位系统(WAPS)或者“系统”的定位系统包括:同步信标的网络;接收器单元,获取并跟踪信标和\/或全球定位系统(GPS)卫星,并且任选地具有地点计算引擎;以及服务器,包括发送信标(例如具有发射器的信号塔)的索引(index)。WAPS还包括收费接口(billinginterface)、专用加密算法以及任选地地点计算引擎。系统在许可\/未许可的工作频带中工作,并且为了地点和导航目的发送专用波形。WAPS系统可以单独使用、为了更好的地点解(locationsolution)而与其它定位系统结合使用,或者用来辅助其它定位系统。在这里的上下文中,定位系统包括对纬度、经度和海拔高度坐标中的一个或更多个进行定位的系统。在这里的描述中,对术语‘GPS’的称谓具有比GNSS(全球导航卫星系统)更广泛的意义。仅举几个例子,这里使用的GNSS可以包括诸如Glonass等其它已有卫星定位系统以及诸如Galileo和Compass\/Beidou等未来定位系统。当系统在相对小的区域中工作时,使用时分复用(TDMA),可以获得WAPS的良好性能。在TDMA中,通过在不同的时隙中进行发送,来彼此区分来自不同信标的发送。大量的时隙(任选地加上诸如同步信息等辅助信息)通常被布置到时间复用帧中,并且通常(虽然不是总是)信标在一个或更多个时隙中发送每个复用帧。当对于发送,每秒分配少量时隙(例如10个)时,TDMA的效率高。然而,当在较大的地理区域中工作时,除非分配相对大量的时隙(例如50至100个),否则可能出现用户同时接收到来自多个信号塔的发送的情况。实际上,非常可能接收器将接收到来自不同信号塔或发射器的至少两个并发发送,并且要通过附加编码方法来彼此区分这些并发发送。因此,这种变形系统不再是TDMA系统,而是包含TDMA和附加复用方法的混合系统。实施例的附加复用方法可以包括码分复用(CDMA),其中,对不同的信标分配具有从一个到另一个的良好的互相关性质的不同的伪随机(PN)扩展代码。这些PN代码的示例是在GPS中并且在许多其它通信系统中使用的黄金代码。可选地或者另外,复用方法可以包括这里称为“频移复用”(FOM)的方法,其中,使用小的载波频率移位,来区分来自不同信标的发送。在实施例中,使用TDMA、CDMA和\/或FOM的一些组合,来区分定位接收器可能同时接收到的来自信标的发送。注意,将伪随机扩展代码的不重复周期称为PN帧周期,并且将不重复序列称为PN帧。特别在将CDMA和TDMA组合为混合系统时,要将这与和上述TDMA相关联的时间复用帧进行区分。作为示例,系统可以使用每个时隙100个PN帧,并且每个(时间)复用帧10个时隙。在这种情况下,时间复用帧周期等于1000个PN帧周期。在下面的描述中,使用术语复用帧和PN帧来区分TDMA帧和PN帧。当上下文清楚时,在提到帧时,可以删除术语“PN”和“复用”。注意,在WAPS中,与多址接入蜂窝通信系统相比,需要定位接收器以接收并测量来自多个发射器的信号的到达时间。实际上,需要接收来自四个或更多个地理位置分散的信标的能量。在诸如郊区和城市等许多环境中,信号阻隔和衰减导致接收到的来自这些源的功率水平分散在高动态范围,也许是40dB或更多上。这对定位接收器以区分接收到的信号彼此的能力设置了非常大的限制。因此,需要对在这种环境下工作的接收器进行定位,以对在大动态范围上接收到的信号进行接收和处理。此外,这些接收器还同时对从大量信标接收到的信号进行删除和处理。另一考虑关于交叉干扰对位置地点精度的影响。在蜂窝通信系统中,主要关心以低错误概率对数据流进行解调。通过使用纠错编码,使干扰信号对希望的信号的影响最小。然而,对于WAPS系统,干扰信号不仅影响数据,还降低位置测量的精度,因此需要减少交叉干扰的量。在去除干扰之后,希望关注的其余信号相对于背景噪声和残余干扰具有30dB或更大的能量。特别在多路环境中,这使得能够进行准确的测距测量。对于蜂窝通信系统,一般没有这种限制。这里的示例示出了在城市或者广域环境中工作的定位接收器进行的检测和处理,可能需要超过50个的大量信标。如上面所指出的,如果使用纯粹的TDMA来对此进行实现,则将需要大量时隙(例如50或更多个)来对大的地理区域提供服务。这种大量时隙将具有各种负面后果。例如,每个信标必须发送包括其位置和各种定时校正值的数据。大量时隙导致接收所有必要的数据需要非常长的全部帧周期。如果为了克服该问题而以高速率发送数据,则对系统灵敏度不利。这里描述的混合复用方法克服了这些问题。这是因为仅使用少量时隙,但是这使定位接收器同时接收来自多个信标的信号。这里描述的混合复用方法提供用于区分这些同时接收到的信号的信号分离能力。为了清楚地描述这里的实施例的概念,这里提供各自集中在六边形地理区域中的信标或发射器的特定配置。这里描述的实施例不局限于这种配置,但是通过该示例清楚地阐释这里描述的实施例。特别地,这里的描述假设基本TDMA组是以六边形模式布置的七小区“组”,并且每个组使用7个时隙。另外,假设每个发射器使用帧周期为1msec的长度为1023的PN代码。再一次,仅针对该示例引入该限制,并且其它PN代码长度和帧周期同样适用。图2示出了实施例下的包括大量小区或发射器组(例如B、G、N、P、R、W、Y)的示例小区组织200,其中,每个组是七小区组。将例如标记为W的组的特定组与对其进行包围的六个类似组(各自以不同的字母、例如R、B、P、Y、N、G命名)一起称为“超组”。示例性TDMA\/CDMA配置使用七(7)个时隙和七(7)个PN代码,从而使得可以对每个七小区组分配一个黄金代码,并且在每个小区中示出的数字表示不同的时隙。在超组中,分配的黄金代码从一个组到下一个组而不同。因此,在该示例配置中,仅需要七个代码,来向超组中的每个小区提供唯一时隙\/代码对,在该示例中,超组包含总共49个小区。具有相同代码和时隙的小区之间的距离近似为七个小区的宽度。将这种配置称为1G\/7G,以指示每个组仅使用一个黄金代码,并且超组总共使用七(7)个黄金代码。在可选配置中,对构成超组的七(7)个组中的每一个分配不同频率偏移(一般为几kHz)。如果结合上述1G\/7G系统对此进行使用,则将其称为1G\/7G-7F。因此,在这种情况下,不仅通过具有分配的不同PN,还通过不同频率偏移,来区分不同组。如这里所描述的,使用频率偏移实质上改善了交叉干扰排斥。在这里称为1G\/7F的又一可选配置中,超组中的所有小区仅使用一个PN代码。通过分离的时隙来区分组中的每个小区(例如七个小区),并且通过具有不同频率偏移,来彼此区分每个组。在再一可选实施例中,对组中的每个小区分配不同PN代码,但是不同的组使用相同的七(7)个PN代码的集合。不同的组还使用不同的频率偏移。将这种配置称为7G\/7F。在再一可选配置中,对超组中的每个小区分配唯一黄金代码。进一步经由不同频率偏移彼此区分每个组。将这种配置称为7G\/7G-7F。上面的多种配置提供多种程度的交叉干扰性能。另外,不同的配置在信号获取方法和时间以及系统复杂度方面具有隐含的意义。这里,参考图6的表,描述这些配置中的一些的性能比较。注意,获取复杂度和时间与总代码数和总频率数的乘积成比例。虽然在上面的示例中,使用黄金代码作为PN代码,但是可以使用其它代码。例如,实施例包括包含单个最大长度PN序列(例如用来形成黄金代码的两个最大长度序列中的第一个)的代码。通过发送时隙数量在小区组内区分这些代码,并且通过偏移频率在小区组之间区分这些代码。这是上述1G\/7F系统的变化,这里将其称为1M\/7F。与使用黄金代码的类似配置相比,这些代码具有相对更好的互相关性质(好大约5至6dB)。图3示出了实施例下的使用与三组(例如B、R、W)重复模式一起使用的单个最大长度代码的示例小区组织300。对该配置300的每个七小区组分配具有(三个偏移的集合之外的)给定频率偏移的最大长度代码,并且在每个小区组中,示出的数字表示不同的时隙。这里,将这种配置称为1M\/3F,其中,与先前的“G”指定黄金代码相比,M指定“最大长度”代码。每个蜂窝布局实施例的特征在于性能的至少两个度量。性能的第一度量是使用相同发送参数(例如时隙数、代码数、频率偏移和代码相位)的发射器之间的距离与小区半径的比(R)。假设损耗指数为3.5,则与R相关联的增益是R3.5,并且这提供基于几何结构预计在多大程度上会相对于附近发射器排斥远距离发射器的指示。可以使用不同的损耗指数,来对不同的信令环境(例如城市、郊区、农村等)建模;然而,为了简化说明,这里仅使用3.5损耗指数。考虑到诸如建筑阻挡等其它因素,在特定小区半径处测量的近似40dB增益通常在大多数情形下提供足够的裕量。上面参考图2描述的蜂窝配置200具有13.8的(最小)重复率,暗示13.83.5或者39.9dB的排斥。注意,这不意味着交叉干扰排斥将至少是39.9dB,但是不意味着远距离小区将相对于具有相同复用参数的附近小区(即在等于小区半径的距离处的小区)减弱该数量。这些复用方法本身具有当从位于距接收器可比距离处的小区接收到信号时,通过分配不同的复用参数,在小区之间进行交叉干扰排斥的负担。这里,将性能的第二度量称为“横跨排斥”。假设接收器在占用作为共同条件的同一时隙的两个发射之间的中途或者中途附近,则对接收到的信号中的一个或另一个进行处理的能力取决于使用的复用方法提供的排斥。图4示出了实施例下的包括被定位在时隙1期间进行发射的发射器之间的中途的三个接收器401-403(黑色小圆形)的示例配置400。以接收器401位于到小区组N和W的时隙1发射器最近的点,接收器402位于到小区组G和W的时隙1发射器最近的点,并且接收器403位于到小区组R和W的时隙1发射器最近的点的方式,接收器401-403位于到两个发射器最近的点。在后者的情况下,特定线路(“等距路径”)指示等距轨迹。位于小区组W的小区3和小区组G的小区6之间的线路上的接收器402,位于距小区组W和G的时隙1发射器中的任意一个近似2.55小区半径的距离处。在无遮挡环境中,位于402处的接收器一般将看到最强的、来自组W的小区3和4以及组G的小区6和7的信号。到这些小区的距离分别是1、1.78、1和1.78。因此,从在距离2.55处的W的小区1和G的小区1接收到的信号,理想地相对于附近小区仅在5和14dB之间减弱。因此,通常可观察到来自这些发射器的信号,并且这些信号的信号强度可与四个最近的发射器中的至少两个相比。此外,与这两个发射器相对应的接收到的信号的强度,由于它们距402的距离相等而很有可比性。相应地,在获得位置固定时,尤其在阻挡情形下,它们可能非常关键。因此,希望在进行信号处理之后,接收到的信号不相关。对于黄金代码,这些等距小区之间的相关排斥、“横跨排斥”近似为24dB,并且如果存在多普勒,则可能更小。对于不同小区组在按照帧速率的倍数间隔开的不同频率处进行发送的最大长度代码,该排斥为30dB。为了实现附加排斥,如下面详细描述的,实施例的信号处理可以利用可以在等于多个PN帧周期的时间段上进行相干处理的事实。下面示出了以帧速率的整数倍将组间隔开的频率不允许通过多个帧的相干附加提供增益。然而,特定整数加小数间隔确实提供大幅增益。因此,整数加小数间隔可以将横跨排斥提高到40dB和超过40dB的水平。下面描述在多个帧上通过相干积分获得增益。跨多个PN帧的相干积分在它们的载波频率不同的情况下,可以减小两个代码之间的互相关。然而,这应当根据具有不同的载波,一般产生每个PN帧稍微更高的互相关的事实来进行考虑。数量M个PN帧的总和高效地作为针对相对于希望的信号的频率具有频率δf的信号的滤波器起作用。该滤波器的幅值响应由下式给出:A(f)=|Σk=0M-1exp(j2πkδfTf)|=|sin(MπδfTf)Msin(πδfTf)|---(1)]]>方程(1)以关于周期的频率1\/Tf为周期性的,其中,Tf是PN帧周期,因此仅需要在区域[0,1\/Tf]上考虑积分减小。总体串话减小是与PN代码相关联的减小和与多个帧上的相干积分相关联的减小的产物。为了理解该串话减小,考虑接收器正在接收来自PN代码为p(t)并且频率为f1的小区中的发射器的PN信号,并且还考虑来自PN代码为q(t)并且频率为f2的不同小区中的另一发射器的PN信号。与在上面的示例中相同,代码p和q可以相同,或者可以不同。然后,如果接收器正在假定第一信号,则其使接收到的信号能量与p(t)的副本相关。可以示出由于q(t)的存在而产生的串话为:其中,假设在等于每个持续时间为Tf的数量M个的PN帧(在上面的示例中M=7)的时间段上进行相关。这里,假设θ和φ是基准相位角和载波相位角,并且τ表示基准信号和接收到的(串话)信号的帧边界之间的时间偏移。在方程(1)中,量C是作为θ、φ、τ、f1、f2、M和Tf的函数的复合常数幅值项。积分内的项是包括频率差f1-f2的两个PN代码(中的一个帧)之间的循环互相关。注意,不管p(t)和q(t)是否相同,只要f1-f2比帧速率稍大,则该互相关排斥水平的值一般类似。忽略常数C积分之前的项是由于多个帧周期(这里假设为7个)上的相关而获得的附加排斥,使用识别δf=f2-f1,其具有等同于方程(1)的幅值。如下面详细描述的,δf的良好选择在多种情形下产生最好的互相关排斥。当选择频率偏移的集合时,可以选择它们,以使得它们是最小偏移的倍数,例如δf0。然后,所有频率差也将是该最小值的倍数。如这里所描述的,这使得能够获得针对使用彼此不同的偏移的所有信号对,优化互相关排斥的配置。此外,选择大的δf,将使由于运动相关多普勒移位的存在而可能产生的任意模糊减小。偏移的良好选择是集合:0,k0R+R\/Q,2k0R+2R\/Q,3k0R+3R\/Q...,(Q-1)k0R+(Q-1)R\/Q(3)其中,R是帧速率,k0是小的整数(优选2或更大),并且Q是等于偏移的数量的整数(包括0)。如果将Q选择为M,则进行相干积分的帧的数量提供良好的互相关结果,特别是对于低多普勒移位。注意,如果在该列表中使用另一偏移,则其将是Qk0R+R。但是,这是帧速率R的倍数,因此根据(1)的周期性,其相对于偏移0,没有帧积分排斥。图5A和5B示出了实施例下的相干积分排斥对频率偏移(模帧速率)的图表500和501。对于图表501,Q=M,并且将Q选择为七(7)。在图表501上示出了指示可以对这里描述的七小区组的每个小区分配的相等频率偏移的小数位置(星号)。假设第一小区具有0频率偏移。因此,例如,如果频率偏移的整数部分是2*帧速率的倍数,则可以将七小区组的小区的频率偏移选择为0、2+1\/7、4+2\/7、6+3\/7、8+4\/7、10+5\/7和12+6\/7,其中,将这些偏移中的每一个乘以帧速率(例如,对于1kHz帧速率,频率偏移是0、2+1\/7kHz、4+2\/7kHz等)。在图表501中,通过将M选择为等于超组中的小区组的数量,理想地可以在超组中的任意两个发射器之间实现零互相关。这是在图表501中示出的情形,其中,“星号”表示超组内的一个组对另一个组中的发射器之间的可能频率差。x轴可以被解释为与接收器观察到的两个发射器相对应的频率差(的小数部分)。注意,当存在零多普勒时(当接收器进行非常小的运动或者不进行运动时,例如在步行的情形下),接收到的频率差通常将位于图表501中的空(null)处。作为对比,在500中,将Q选择为七(7),但是积分的帧的数量M是六(6)。星号的位置示出了这种频率分配使得互相关仅减小大约15.6dB,而对于Q=M=7的情况是无限减小。虽然如此,这种减小是大幅的。对于非常大的M,可以针对多种Q的值,获得大幅减小。在使得大量频率偏移具有良好的互相关减小时,这种情形是有利的,或者可选地,如所讨论的,其可以使多普勒移位的不利影响最小化。例如,如果相干积分的帧的数量是50个,则可以使用大至50的Q实现大幅互相关减小(存在多普勒)。相反,如果在该积分时间内使Q保持在值七(7),则在具有不同频率分配的任意两个接收到的信号之间实现至少13dB的互相关减小的同时,可以容许几乎127Hz的差分多普勒。在接收器正在进行明显的运动的情形下,结果将是接收到的信号之间的不同的多普勒移位,并且相关频率将发生改变。例如,星号在图表501上的位置可能稍微向左和向右移动。在诸如行走速度等低速时,由于这些多普勒移位产生的劣化小。在速度非常高时,某些发射器对可能失去相干积分的优点。在地面情形下,当两个接收器之间的分配的频率差是最小非零数(例如在上面的示例中为2+1\/7kHz或者最大数12+6\/7kHz)时,可能发生由于多普勒效应而产生的积分增益的显著减小。在其它情形下,对于该示例,增益将至少等于图表501中的最大旁瓣水平,或者近似为12.5dB。这是大幅增益。考虑两个小区场所具有最小可能和最大可能的相对频率偏移(假设它们不相同),并且接收器从这些场所接收到的信号的差分多普勒具有正确的符号的概率,得到显著劣化的概率。对于具有高多普勒(例如快速移动的接收器)的M=Q=7的情况,相干积分增益小于12.5dB的概率低于16.7%。当代替黄金代码,使用最大长度PN序列时,如下面详细描述的,与频率偏移帧速率的倍数的另一相同代码相比时的互相关排斥(忽略相干增益积分)几乎正好是序列长度的平方根。对于长度为1023的序列,这总计30.1dB。因此,这比具有零频率偏移的两个不同黄金代码优近似6dB。考虑在Tf上是周期性的并且包括最大长度序列s(n),n=0、...、L-1(一般L=1023)的恒定幅值波形r(t)的情况。然后,对于任意非零整数q(代码长度的模),乘积s(n)×s(n+q)是最大长度序列的相位移位。此外,由于最大长度代码的循环相关属性的脉冲性质,(循环)频谱s的幅值是常数(除了在其几乎为零的DC处之外)。结果是当使用具有作为帧速率的倍数的频率移位的r(t)的频率移位形式计算r(t)的互相关时,生成恒定幅值函数。更准确地,|∫0Tfr(t)r(t-qtc)ej2πftdt|=|∫0Tfr(t-ptc)ej2πftdt|=C,f=d\/Tf,q≠0---(4)]]>其中,q是整数,tc是小片(chip)持续时间,p是整数,并且d是小的非零整数(如果d\/Tf大,则小片形状将导致(4)相对于频率滚降(rolloff))。此外,假设r的时间移位实际上是圆形转动。这里,C是近似为针对f=0获得的相关峰值的平方根的常数。因此,对于1023长度序列,互相关的幅值是均匀的(除了在q=0处之外),其中,其为零。因此,单位为dB的互相关排斥是20log10(1\/sqrt(1023))=-30.1dB。这遵从Parceval定理,或者遵从能量守恒。对于作为帧速率的整数倍的频率移位f,上述内容是准确的。也就是说,上面描述的傅立叶变换属性实际上仅适用于离散傅立叶变换(DFT)。对于(整数加)小数差,依据频率移位,最坏情况互相关排斥可能坏至4.5dB。这反映在这里参考图6描述的表600中。当q=0时,互相关增益比在其它间隔时间处差。方程2示出了对于这种情况,互相关增益完全由正弦的积分确定。选择大的频率偏移以信令带宽增大为代价,避免了该问题。表600的数据示出了在0间隔时间处,对于频率偏移倍数是帧速率的2+1\/7倍的情况,该相关增大可能比其它间隔时间大几乎8dB。使用帧速率的3+1\/7倍的倍数将0间隔时间处的相关增益提高3dB,并且使用帧速率的4+1\/7倍的倍数将相关增益另外提高2dB。注意,由于超组的不同的组将具有其发射器使用相同PN、而仅通过频率偏移来区分的小区,因此较差的0间隔时间处的性能不仅适用于最大长度序列情形,还适用于7G\/7F的情况。通过针对每个蜂窝组将PN相位移位(更准确地说为转动),可以避免该(零间隔时间性能)问题。例如,如果存在(七个小区各自的)总共七个蜂窝组,则每个蜂窝组将使用不同频率偏移(例如(2+1\/7)\/Tf倍)和不同PN相位,对于先前说明的情况,可以将PN相位选择为将PN长度(近似)除以七(7)的倍数。仅使用七(7)个PN代码来避免零间隔时间问题的另一方法,是从一个组到下一个组相对于时隙编号置换代码。这是7G\/7F的变形,我们可以将其称为7G\/P-7F。下面通过示例进一步描述这。图6示出了详细说明实施例下的各种小区配置的性能比较的表600。图7示出了实施例下的7G\/7F和1M\/7F配置的0迟延偏移处的互相关水平的表700。采用每个组七小区六边形配置和每个超组七组配置,在表600中示出的配置具有重复率13.8;频率偏移是2+1\/7倍帧速率的倍数。表600中的针对配置1G\/7G-7F和7G\/7F的代码排斥(0多普勒处)的计算,使用第一组七(7)黄金代码,并且在所有代码对和六(6)个频率偏移上进行搜索。对于每个代码对,在所有代码相位和频率偏移上找到了最高互相关峰值。将这视为每个代码对的相关增益。对于这些情况,当示出了范围(例如19.9-23.5)时,这些数字对应于所有代码对上的最差互相关增益到所有代码对上的最好互相关增益。在代码选择不同的情况下,这些值可能发生稍许改变。在表600中针对7G\/7G-7F配置示出的代码排斥范围对应于在40个代码的集合上针对每个代码对,相对于代码相位和频率找到最高互相关峰值,然后示出与这些峰值相关联的相关增益范围。参考在表600中针对配置7G\/7F和1M\/7F示出的代码排斥数据,第一数字仅对应于对于最坏情况频率偏移的代码对之间为零的相对代码相位;可以通过使用大于二(2)的频率偏移的整数部分来改善第一数字。当两个代码本身相同时,出现该最坏情况。第二组数字是如这里所描述的相关增益范围。最大长度代码具有与用来形成GPS黄金代码的两个构成代码中的第一个相同的反馈节拍[3,10]。在表600中示出的最坏情况帧积分增益对应于观察到两个发射器之间的给定差分速度的接收器。在频率偏移的所有非零差上计算最坏情况。例如,接收器可能以50mph向一个发射器行进,并且以50mph远离第二个发射器,这产生总共100mph的差分速度。差分值6mph表示行走速度(最多为3mph)的最坏情况。仅当发送的频率差是帧速率的2+1\/7或者2+6\/7倍时,出现该最坏情况情形。表600提供假设频率偏移的集合是帧速率的2+1\/7倍的倍数的信息。然而,与这里的描述一致,对于7G\/7F和1M\/7F情况(参见表的脚注4),当比较的PN代码相同时,对于0相对代码相位(0多普勒)情况,代码排斥存在大幅劣化。在这种情况下,相关运算对代码进行有效平方,而只留下差频。然后,在一个帧上对该差频进行积分,以确定有效“代码排斥”。如果差频正好是帧速率的倍数,则排斥(仅在零迟延处)将是无限的。然而,该差是帧速率的倍数加帧速率的几分之一。如果频率偏移是δf,则零迟延处的最坏情况互相关(单位为dB)是20log10(|sinc(δf)|)。这在表700中列出,在表700中,对于频率偏移的每个整数部分,在小数偏移1\/7到6\/7上确定了最坏情况。参考表600和这里描述的7G\/7F情况,除了0迟延情况之外,排斥的范围是19.9dB到23dB。根据表700,对于作为帧速率的4倍的整数频率偏移,0迟延排斥等于23dB。即使在三倍的帧速率处,排斥也是20.8dB,其在非零迟延的排斥的范围内。较大的整数偏移的唯一缺点是总带宽增加。如在表700中看到的,对于整数偏移4,带宽的增加为24+6\/7kHz。由于这仅是2MHz(对于1MHz的芯片速率)的总信号带宽的大约1.24%,因此轻微的频率移位的影响小。然后,中心频率的范围将在+\/-12+3\/7kHz上变化。因此,可以使用稍微更宽的发送和接收滤波器,来确保捕获发送的信号频谱的主瓣,或者可以使信号在边缘处稍微更为减弱。在1MHz+\/-12+3\/7kHz处,不包括附加发射器滤波,信号频谱本身下降38dB。甚至更明显,区域[1MHz-12+3\/7kHz,1MHz]中的能量仅是主瓣能量的1.3X10-6,因此可以忽略。接收器速度导致多普勒移位,在许多情况下,这由于相干求和,而使有效处理增益减小,如在表600的最后三列中所示出的。更有关的是作为接收器观察到的两个发射器的多普勒的差的差分多普勒。在930MHz处,60MPH的速度对应于相对于固定平台的83.2Hz(0.0895ppm)的最大多普勒。然后,原则上,在60MPH处,两个固定平台之间的差分多普勒可能差至166.4Hz。参考图5,这可以使最上面的星号移动到近似1kHz处的曲线的峰值,因此不产生帧总和增益,或者其可以使较低的星号移动到原点。每种情况表示两个平台中的每一个行进的特定方向。然而,由于当两个发射塔沿着车辆行进的道路时,可能存在许多境况,因此最坏情况情形可能不是不寻常的。然而,可以将蜂窝组布置为使得沿着主道路的频率偏移没有相差1\/7或者6\/7小部分,由此使这种情形发生的可能性最小。在例如3MPH的行人行走速度处,最大差分多普勒将是8.32Hz,如在表600中看到的,这表示性能仅有小的降低。图8示出了当求和的帧的数量是6或7时,通过帧积分获得的最差情况相干积分增益对两个发射器之间的差速的图表800。参考图2,采用具有相同标记的每个组(例如每个B组)具有对其分配的七(7)个PN代码,并且不同的标记(例如B、G、N、P、R、W、Y)表示不同的频率偏移(例如七(7)个偏移)的7G\/7F系统。在每个小区中示出的数字表示时隙。在该示例配置中,重复率是13.8,以该点,存在具有与另一个发射器相同的频率偏移、时隙和PN代码的发射器。通过置换这七(7)个PN代码,获得大得多的重复率。也就是说,考虑包括作为七(7)组的组的超组的配置,每个组包括七个小区,与包围各自具有七(7)个小区的组的六(6)个一起,总共49个小区。此外,六(6)个类似的超组包围任意特定超组。如果从一个超组到下一个超组置换PN代码,使得不在与在周围的超组中的任意一个中相同的时隙中发送超组中的PN代码,则临近超组中的小区之间的互相关将至少减小代码互相关排斥(参见表600,19.9-23dB)。小区可能具有相同的频率偏移,因此可能不从相干积分另外获得增益。以这种方式,可以将没有相同[时隙、频率偏移、PN代码]三元组的小区的数量扩展到总共7x49=343个。具有相同三元组的小区的最小重复率近似为36,由此暗示具有相同三元组的小区的排斥为363.5或者54.5dB,这比在不置换PN代码的情况下可获得的排斥好大约14.6dB。由于置换在超组水平进行,因此可以将上面的配置称为7G\/7F\/P。注意,这与先前描述的PN代码的置换在组水平进行的7G\/P-7F情况不同。图9示出了实施例下的适合7G\/P-7F情况的PN代码的七种不同置换900。该置换900假设7小区组中的特定位置(例如顶部)与特定时隙(例如1)相关联,并且编号表示PN代码索引,在时隙中,PN编码不出现两次。实现不同置换的另一种方式是针对给定组将PN代码与时隙相关联,然后通过PN代码相对于时隙编号的循环移位,对其它组分配PN代码。例如,如果在一个组中,分别对时隙1到7分配了PN代码1到7,则超组的另一个组可以对时隙1到7分配PN代码2、3、4、5、6、7、1。类似地,对其它组分配具有作为7个代码的其它循环移位的索引的代码。只要使用的代码的数量等于或超过对组中的发射器分配的时隙的数量,就可以由与时隙的数量相等的数量的组形成超组,使得不由超组的超过一个的成员同时发送PN代码。在前述7G\/7F\/P情况以及这里讨论的称为7G\/7G-7F\/P的另一情况下,也可以使用这种循环移位方法。当将包分割为数据片段和测距片段时,或者可选地,当替换包包括数据和测距信息时,可以使用多于一种的复用方法。考虑如上所述具有频率偏移的系统7G\/7F。在测距部分期间,假设对六(6)个帧进行相干积分,然后横跨排斥可能在40dB级别或更好。在数据部分期间,如果符号持续时间是一个帧,则从帧积分得不到益处。对于数据部分,排斥近似为21-23dB。这对于支持数据来说足够了,尤其是因为在最小信号水平处,所需的每个符号的SNR仅仅是不大于8dB(这取决于使用的纠错编码的类型)。因此,可以同时实现高数据速率和相干积分的良好的排斥属性。当接收器正在进行高速运动时,即使使用相干积分,一些情况下的总排斥也可能差至24dB。然而,预计信号水平更强,这使得定位更容易。此外,几何结构快速改变,这确保快速转变通过差的互相关环境。现在,通过示例,描述上述方法的一个实施例。在该实施例下,根据7G\/7F\/P配置,在时隙布置中使用等于七(7)个的小区群。使用七个频率偏移(一个是0频率)来区分构成超组的七(7)个不同的具有七(7)个小区的组。使用的偏移分离是(4+1\/7)\/帧速率的倍数,这针对0迟延使相干劣化最小。使用七(7)个PN代码的置换,来区分七个不同的超组,其中,超组中的每个组使用相同的置换。高海拔发射器可以移置与具有单个三元组[时间、频率偏移、PN代码]的多个临近小区相对应的复用分配;可选地,可以针对这些发射器保留一个或更多个特定时隙。先前提及的可选配置是7G\/P-7F配置。使用频率偏移和PN代码置换两者,来区分构成超组的七(7)不同的具有七(7)小区的组。这种配置确保在超组内的组中的任一个中,不在同一时隙中使用同一PN代码。超组可能彼此干扰,因为超组中的相应的小区使用相同的[时隙、PN代码、频率偏移]三元组。然而,这种方法消除了超组中的具有相同PN和不同频率偏移的发射器之间的零迟延处的可能大的互相关。如这里所描述的,另外将必须通过选择被设置为大于另外所需的频率偏移,来消除该限制。称为7G\/7G-7F\/P的另一变化在给定超组内使用49个不同的PN代码。超组内的每个不同组使用不同偏移频率。以没有超组具有带有与临近超组中的任意小区相同的时隙\/频率\/PN分配的小区的方式,通过从一个超组到另一个超组的49个PN代码的置换来区分超组。这种方法避免了七(7)个临近超组中的所有小区的集合上的零迟延互相关减小问题。图10示出了实施例下的基于运行长度(即峰值的任一侧的多少连续代码相位具有峰值1\/1023倍的自相关幅值)的优先黄金代码列表1000。表1000列出了第二PN代码的移位寄存器的初始填充以及延迟,其中,初始填充规范对于实现更有用。第一PN代码的填充总是全部等于1s。第二PN代码的填充如在表1000中所指定的。从左到右阅读的填充表示第二PN生成器的第一组10个输出。将该填充从移位寄存器的末尾开始返回到开头放置在移位寄存器中。第一代码在位置三(3)和10处具有反馈节拍,并且总是假设第一代码具有全部为1s的初始填充。第二PN代码具有反馈节拍(2,3,6,8,9,10),其中,如在表1000中提供初始填充。注意,由于用来构造黄金代码的两个单独的最大长度(ML)代码共享与黄金代码集合的其它代码相关联的互相关属性,因此也可以将它们视为黄金代码。如果包括这些代码,则由于这些代码是ML代码,因此将它们放置在表1000的头处,它们具有除了峰值位置之外,在所有位置具有峰值的1\/1023倍的幅值的自相关函数。使用作为4+1\/7倍帧速率的倍数的频率偏移,针对表1000的十个黄金代码的互相关属性,对表1000的十个黄金代码进行了测试。该10个代码的集合上和六(6)个不同的偏移差上的互相关函数的峰值的范围在-20.3dB和-23.1dB之间。在代码之间的延迟(和作为2+1\/7倍帧速率的倍数的频率偏移)的级别方面,这比在表600(上面参考图6进行了描述)中发现的第一组7个GPS代码的情况相对应的范围稍好。虽然表600列出了十个首选代码,但是只要需要,该列表可以继续(对于长度为1023的黄金代码,直到1025个),可选地,该列表可以按照运行长度的降序,移用其它类型的代码和\/或其它代码长度。在这里的描述中,蜂窝组中的不同发射器一般在不同的时隙中进行发送。不同组中的类似定位的发射器同时进行发送。然而,这里描述的方法,特别是包含偏移频率复用的方法,不限于此。例如,可能存在临近小区中的发射器同时进行发送的情况。例如,一些发射器可以在两个(经常是连续的)时隙中进行发送。在这种情况下,实施例的系统依靠PN和偏移频率复用,来实现必要的互相关排斥。在多于一个的时隙中进行发送,使该发射器的数据吞吐量增加。可以在二次时隙中发送诸如安全或认证数据等辅助数据。在一些情况下,可以对发射器分配一次时隙和二次时隙,并且在二次时隙期间,发射器可以使其发送水平降低少量,例如6dB到10dB。如果二次时隙主要用来发送数据,其次用于测距的目的,则较低的功率水平足够了。在多于一个的时隙中进行发送的另一个原因是为了更快地进行同步。在这种情形下,接收器将具有另外的机会来对信号进行初始获取。使发射器占用多个时隙的再一个原因是每秒提供另外的范围和位置地点测量。存在在彼此附近的多个发射器同时发送相同的波形的情形。也就是说,对于同时发送的多个信号来说,PN和频率偏移加任意数据是共同的。这的示例可能在进行初始同步的时隙的开头发生。在这些情况下,希望得到近似的定时的接收器能够在不需要在多个代码和\/或频率偏移的空间上进行搜索的情况下获得该定时。有时将这称为“联播(simulcast)”发送。在这种联播发送中,希望使用作为最大长度PN代码的PN代码,而不是黄金代码。如上面所指出的,由于这些最大长度代码的循环自相关函数具有相同的最小幅值旁瓣,因此它们具有理想的自相关属性。这种属性可以获得提高的检测概率或者降低的假警报率。注意,最大长度代码可以由黄金代码生成器的简单变形来实现。在用来生成黄金代码的两个生成器中的一个的线性反馈生成器中,将初始填充全部预加载为零。这将产生与另一个生成器相关联的最大长度序列。实施例的频率偏移复用相对于发送的信号中的每一个的总带宽,在发射器之间具有相对小的频率偏移。这确保所有发送的信号占用的总带宽不大幅大于每个单独的发送器。这里提供的示例使用小于信号带宽的1%的偏移。然而,这里的实施例适用于一对发射器之间的频率偏移的差大得多、但是小于信号带宽的情形。为了节约总信号带宽,经常希望保持这些偏移差在信号带宽的近似25%以下,并且一定小于信号带宽的50%。作为示例,如果使用5个不同的频率偏移,并且相邻偏移之间的差是信号带宽的25%,则所需的总通带将是信号中的任意一个的带宽的两倍。使用较大偏移的实施例适用于信号带宽小,并且存在明显的多普勒的情形。在这些情况下,即使当经历大的差分多普勒时,信号之间较大的偏移也使得它们的频率可分离。注意,传统频分复用方法使用至少等于信号带宽(一般大得多)的偏移,并且正交频分复用(OFDM)使用偏移相对于彼此是与每个载波相关联的带宽(如通过空对空通带宽度所测量的)的近似一半的载波频率的集合。在另一实施例中,代替这里描述的伪随机测距信号,使用宽带非伪随机测距信号。例如,可以使用线性调频脉冲(chirp)类型的信号的集合来进行测距,其中,该集合包括具有不同线性调频脉冲速率(即频率对时间速率)的线性调频脉冲信号。这里描述的实施例适用于这种情形。例如,偏移频率复用的使用适用,并且特别地,这里的方程(2)适用,其中,p(t)和q(t)是不同发射器发送的宽带信号,Tf是宽带信号的不重复持续时间,M是进行积分的信号的重复的次数,并且其它量与这里所描述的相同。类似地,通过以低速对宽带信号进行适当的调制(例如使用相位反转),可以发送信息符号。WAPS系统和方法图11是实施例情况下的同步信标的框图。参考图11以及图1,实施例的同步信标(这里也称为信标)形成CDMA网络,并且每个信标使用嵌入式协助数据的数据流,根据诸如黄金代码序列等具有良好互相关性质的伪随机数(PRN)序列,发送信号。可选地,来自每个信标发射器的序列可以在时间上错开成为TDMA格式的分离时隙。在地面定位系统中,要克服的主要挑战之一是远近(near-far)问题,其中,在接收器处,远范围发射器将受附近的发射器干扰。为了解决该问题,实施例的信标使用CDMA、TDMA技术和频率偏移技术的组合。由于这种系统不单独是这些方法中的一种,而是组合,因此将这种系统称为混合复用系统。作为示例,本地发射器可以使用分离的时隙(以及任选地不同的代码(CDMA))来减轻远近问题。允许稍微进一步远离的发射器在使用不同的CDMA代码和\/或频率偏移的同时,使用相同的时隙。这使得系统具有广域可量测性。时隙可以是确定的以保证远近性能,或者是随机化的以提供良好的平均远近性能。如这里所指出的,也可以将载波信号偏移小的频率差(例如在黄金代码重复频率的级别),以改善代码的互相关性能,因此解决任意“远近”问题。当两个信号塔使用相同的时隙,但是使用不同的代码和\/或偏移频率时,可以在检测到较弱的信号之前使用较强信号的干扰抵消,进一步抵制接收器中的互相关。在这里描述的混合定位系统中,使用精密的规划方法来对每个发射器分配时隙、CDMA代码和频率偏移的组合,以使总体系统性能最大化。为了使接收器的信号获取时间是实用的值,限制这些参数的组合的数量。另外,实施例的信标可以使用包括协助数据的前同步码(preamble),或者可以使用用于信道估计和前向误差检测和\/或校正的信息,以帮助使数据鲁棒。实施例的协助数据包括、但不限于以下数据中的一个或更多个:波形的脉冲的上升或下降沿或者指定信号期(signalepoch)处的精确系统时间;信号塔的地理代码数据(纬度、经度和海拔高度);临近信号塔的地理代码信息和区域中的各个发射器使用的序列的索引;用于发射器(任选)和相邻发射器的时钟定时校正值;本地气压校正值(任选);WAPS定时与GNSS时间的关系(任选);在伪范围解中辅助接收器的城市、半城市、农村环境的指示(任选);以及从PN序列的基本索引或者索引到黄金代码序列的偏移。在广播的发送数据帧中,可以包括包含由于安全和\/或许可管理的原因使得单个或者一组接收器失效的信息的字段。将来自实施例的不同信标和信号塔的发送的发送波形定时同步到共同定时基准。可选地,应当知道并且发送来自不同信号塔的发射之间的定时差。除了将以规则间隔递增的定时消息之外,以由数据块的数量和大小确定的间隔重复协助数据。可以使用加密算法,对协助数据进行加密。为了附加的安全性,还可以对扩展代码进行加密。对信号进行上转换并且以预先定义的频率进行广播。对发射器中的端到端延迟进行准确地校准,以确保信标之间的差分延迟近似小于3纳秒。使用处于收听一组发射器的受调查地点的差分WAPS接收器,可以找到用于该组中的发射器的相对时钟校正值。针对覆盖和地点精确度,优化实施例的信号塔布置。以在网络内的大多数地点以及在网络的边缘从3个或更多个信号塔接收信号的方式,布置信号塔的部署,使得这些地点中的各个中的几何精度稀释(GDOP)小于基于精确度要求的预定阈值。将进行RF规划研究的软件程序拓展至包括对网络中和网络周围的GDOP的分析。GDOP是接收器位置和发射器位置的函数。一种将GDOP包含在网络规划中的方法是如下设定优化。要最小化的函数是覆盖体积上的GDOP的平方的体积积分。体积积分针对接收器位置的(x,y,z)坐标。对于给定覆盖区域中的受到限制的n个发射器位置坐标(x1,y1,z1)、(x2,y2,z2)、...(xn,yn,zn)进行最小化,发射器位置坐标在覆盖体积中:对于i=1,...,n,xmin<x<xmax、ymin<y<ymax、zmin<z<zmax的,其中,xmin、ymin和zmin是下限,xmax、ymax和zmax是覆盖体积的上限。可以将要最小化的函数写为f(xi,yi,zi;i=1,2,...n)=∫∫∫x∈(xl,xu),y∈(yl,yu),z∈(zl,zu)GDOP2(x,y,z,xi,yi,zi;i=1,2,...n)]]>另外,可以根据覆盖区域Rj的重要性(即要求的性能质量),对要最小化的函数进行加权。f(xi,yi,zi;i=1,2,...n)=ΣjWj∫∫∫x,y,z∈RjGDOP2(x,y,z,xi,yi,zi;i=1,2,...n)]]>对信号塔坐标地点的附加限制可以基于在给定区域中已经可使用的信号塔的地点。一般可以在以平均东部为正x、以平均北部为正y并且以平均垂直向上为正z的本地水平坐标系中,进行所有坐标的坐标化。解决上述受限制的最小化问题的软件将输出将使函数f最小化的最优发射器位置(x1,y1,z1)、(x2,y2,z2)、...(xn,yn,zn)。argminxi,yi,zi;i=1,2,...n(f(xi,yi,zi;i=1,2,...n))]]>可以针对广域网(像在城市中)或者在局部部署中(像在购物商场中)应用这种技术。在一个示例配置中,发射器的网络在每个大城市区域周围以三角形\/六角形布置,以大约30km的范围分开。每个信号塔可以在近似20W至1kWEIRP的范围内直到最大功率经由相应的天线进行辐射。在另一实施例中,可以对信号塔进行定位,并且信号塔可以以低至1W的功率水平进行发送。工作的频带包括无线电频谱中的任意许可或者未许可的频带。实施例的发射天线包括全向天线或者可以有助于分集、分成扇形等的多个天线\/阵列。使用具有良好互相关性质的不同序列进行发送或者可选地在不同的时间发送相同的序列,来区分临近的信号塔。可以将这些区分技术组合并且仅应用于给定地理区域。例如,可以在不同地理区域中的网络上重新使用相同的序列。可以在给定地理区域中放置本地信号塔,以拓展实施例的广域网络信号塔。当使用本地信号塔时,本地信号塔可以改善定位的精确度。可以将本地信号塔部署在如校园等环境中,或者出于共同安全需要,将本地信号塔分开一定距离(该距离在几十米直到几千米的范围内)。优选将信号塔放置在各种不同的高度上(而不是在类似的高度上),以方便根据位置解获得质量更好的海拔高度估计值。除了发射器处于具有不同高度的不同纬度\/经度之外,向信号塔增加高度分集的另一种方法是在同一物理信号塔(具有相同的纬度和经度)上在不同高度具有多个WAPS发射器(使用不同的代码序列)。注意,同一物理信号塔上的不同代码序列可以使用相同的时隙,因为同一信号塔上的发射器不产生远近问题。可以将WAPS发射器放置在一个或更多个其它系统使用的事先已有或者新的信号塔(例如蜂窝信号塔)上。通过共享同一物理信号塔或者地点,可以使WAPS发射器部署成本最小化。为了改善局部区域(例如仓库或者购物商场)中的性能,可以在该区域中放置附加信号塔,以拓展用于广域覆盖的发射器。可选地,为了降低安装全发射器的成本,可以在关注区域中放置中继器。注意,上面讨论的定位使用的发送信标信号不需要是对于WAPS独有地发射器内置的,而可以是来自原来在时间上同步的任意其它系统或者通过附加定时模块拓展了同步的系统的信号。可选地,信号可以来自可以通过基准接收器确定相对同步的系统。这些系统例如可以已经部署或者新部署了附加同步能力。这些系统的示例可以是诸如数字和模拟TV或者MediaFlo的广播系统。当配置WAPS网络时,一些发送地点可能比网络中的由设计或者通过现场测量确定的一些其它地点好(杂波、功率水平以上的信标的高度)。可以直接或间接,或者通过对指示信标的“质量”(接收器可以使用信标的“质量”对从这些信标接收到的信号进行加权)的数据位进行编码,来使接收器识别这些信标。图12是实施例情况下的使用中继器配置的定位系统的框图。中继器配置包括以下部件:1)公共WAPS接收天线(天线1)2)RF功率放大器和对于各个WAPS发射器天线(本地天线1-4)的分离器\/交换机连接3)WAPS用户接收器天线接收合成信号,对其进行放大,并将其分布(切换)到本地天线1-4。切换应当(优选)以在用户接收器处来自不同中继器的发送不存在重叠(冲突)的方式进行。可以通过使用保护间隔来避免发送的冲突。应当通过在中继器-放大器-发射器处添加延迟,以使所有本地中继器的总体延迟相等,或者通过在用户接收器处将估计的从特定中继器到达的时间调整线缆延迟,来对从交换机到发射天线的已知线缆延迟进行补偿。当在广域WAPS网络中使用TDMA时,选择中继器时隙切换速率,使得在所有中继器时隙中出现每个广域时隙(每个时隙将包含一个广域WAPS信号塔)。一个示例配置将使用等于多个广域TDMA帧持续时间的中继器时隙持续时间。具体地,如果广域TDMA帧是1秒,则中继器时隙可以是整数秒。这种配置是最简单的,但是因为线缆上的RF信号分布的要求,而仅适合于在有限的小区域中部署。用户WAPS接收器在收听中继器信号塔以计算位置时,使用到达的时间差,并且在中继器时隙周期期间在静态(或者准静态)假设下工作。可以通过每个WAPS信号塔信号示出从一个中继器时隙到下一个中继器时隙的相同定时差(跳跃)的事实,自动检测到发送来自中继器的事实。图13是可选实施例情况下的使用中继器配置的定位系统的框图。在这种配置中,每个中继器包括WAPS中继器-接收器和具有本地天线(例如其可以在室内)的相关联的覆盖拓展WAPS发射器。WAPS中继器-接收器应当能够提取WAPS系统定时信息以及与一个广域WAPS发射器相对应的WAPS数据流。将WAPS系统定时和与一个广域WAPS发射器相对应的数据递送到相应的局域WAPS发射器,然后局域WAPS发射器可以再次发送WAPS信号(例如使用不同的代码和相同的时隙)。发射器将在其发送中包括诸如本地天线的纬度、经度和海拔高度的附加数据。在这种配置中,对于信号来自中继器的事实,WAPS用户接收器操作(范围测量和位置测量)可以是显而易见的。注意,在中继器中使用的发射器比全WAPS信标便宜,因为其不需要具有GNSS定时单元来提取GNSS定时。依据接收器单元的工作模式,系统提供了基于终端的定位或者基于网络的定位。在基于终端的定位中,接收器单元在接收器本身上计算用户的位置。这在像分路段导航(turn-by-turndirection)、地理围栏(geo-fencing)等的应用中是有用的。在基于网络的定位中,接收器单元接收来自信号塔的信号,并且向服务器传送或者发送接收到的信号以计算用户的地点。这在像E911以及由中央服务器进行的资产跟踪和管理的应用中是有用的。服务器中的位置计算可以使用来自许多源的数据(例如GNSS、差分WAPS等)以接近实时或者后处理的方式进行,以改善服务器处的精确度。WAPS接收器还可以提供并获得来自服务器(例如,类似于SUPL安全用户平面服务器(SecureUserPLaneserver))的信息,以方便进行基于网络的定位。实施例的信号塔自主地或者使用基于网络的同步,保持彼此同步。图14示出了实施例情况下的信号塔同步。在描述同步的各方面时,使用以下参数:系统发射器时间=tWAPS-tx绝对时间基准=tWAPS_abs时间调整值=Δsystem=tWAPS-tx-tWAPS_abs注意,将WAPS系统时间与绝对时间基准同步不是必须的。然而,将所有WAPS发射器与公共WAPS系统时间同步(即,所有WAPS发射器的相对定时同步)。应当计算每个发射器相对于WAPS系统时间(如果有)的定时校正。应当通过经过空气WAPS协助发送或者通过一些其它通信方式,使得定时校正值对于接收器是可直接获得的。例如,可以从系统(例如铱(Iridium)或数字TV或MediaFlo或者蜂窝系统的广播频道),通过蜂窝(或其它)调制解调器或者通过广播数据,将协助递送到WAPS接收器。可选地,可以将定时校正值发送到服务器,并且在服务器处计算位置时使用。对实施例的信号塔同步的描述如下。在基于网络的同步下,信号塔在局部区域中彼此同步。如这里详细描述的,信号塔之间的同步通常包括脉冲的发射(可以使用任意形式的到载波上的调制和\/或使用用于更好的时间解(其继而对载波进行调制)的扩展代码的扩展,对脉冲进行调制)以及同步到接收器上的脉冲边缘。在实施例的自主同步模式下,使用本地定时基准来对信号塔进行同步。定时基准例如可以是以下内容中的一个:GPS接收器;高准确度时钟源(例如原子);本地时间源(例如GPS受律时钟);以及任意其它具有可靠时钟源的网络。可以使用对精确地进行了时间同步的来自XM卫星无线电、LORAN、eLORAN的信号、TV信号等的使用,作为信号塔的粗定时基准。作为一个实施例中的示例,图15是实施例情况下的用来规定诸如铷(Rubidium)、铯(Caesium)或氢主(hydrogenmaster)的准确\/稳定定时源的、来自GPS接收器的PPS脉冲源的框图。可选地,如图16所示,可以使用GPS受律铷时钟振荡器。参考图15,将准确时钟源中的PLL的时间常数设置为提供更好的短期稳定性(或者等效地对短期GPSPPS变化的滤波)的足够大的数(例如在0.5-2小时的范围内),并且GPS-PPS提供更长期的稳定性和更宽区域的‘粗’同步。发射器系统连续监视这两个PPS脉冲(来自GPS单元和来自准确时钟源),并且报告任何异常。异常可能是在两个PPS源锁定几个小时之后,PPS源之一从另一个源漂移开由信号塔网络管理员确定的给定时间阈值。可以使用第三本地时钟源来检测异常。在异常行为的情况下,发射器系统选择展示正确行为的PPS信号,并且该信息被报告回监视站。另外,可以由发射器广播或者可以向服务器发送准确时间源(如时间源所报告的)的PPS输入和PPS输出之间的瞬时时间差,以在后处理时使用。在发射器系统中,使用在内部生成的高速时钟,测量PPS脉冲输入的上升沿和使得发射器的模拟部分能够发送数据的信号的上升沿之间的时间差。图17示出了实施例情况下的对PPS和使得发射器的模拟部件能够发送数据的信号之间的时间差进行计数的信号图。作为数据流的一部分向每个接收器发送表示该差的计数。仅仅在设备不能再对特定信号塔数据进行调制的情况下,使用诸如铷时钟的高稳定性时钟基准(该时钟在几个小时\/几天内稳定),使得系统能够在设备上针对每个信号塔存储\/发送该校正值。如果存在可使用的通信介质,也可以经由通信介质向设备发送该校正数据。可以由基准接收器或者安装在收听其它信号塔广播的信号塔上的接收器监视来自信号塔的校正数据,并且可以向中央服务器输送校正数据。信号塔也可以周期性地向中央服务器发送该计数信息,然后中央服务器可以通过到这些信号塔附近的设备的通信链路,向这些设备散布该信息。可选地,服务器可以从信号塔(例如在本地)将该信息递送到相邻的信号塔,以使得可以针对相邻的信号塔广播该信息作为协助信息。针对相邻信号塔的协助信息可以包括关于附近的信号塔的位置(由于信号塔是静态的)和定时校正信息。与实施例的发射器定时校正值类似,当可获得真实PPS时,可以使用其来估计多路偏置和精确真实范围。接收器使用例如来自ADC的信号的样本,来估计范围。实施例的接收器使用高速时钟,来确定PPS的出现和样本ADC时钟的第一个沿之间的差。这使得能够针对在出现真实PSS时和在ADC对数据进行采样时之间的差,校正接收器基于ADC样本估计的范围,由此使得能够将接收器的真实范围估计到比ADC的样本时钟解更好的精度。在上面的段落中的讨论的上下文中,PPS是指与诸如GPS每秒脉冲(PPS(pulse-per-second))的边缘对齐或者与标准定时基准具有已知偏移的脉冲。在另一实施例中,可以使用广域差分定位系统来对来自信号塔的定时误差进行校正。图18是实施例下的差分WAPS系统的框图。使用基准接收器(位于预先调查过的地点),来接收来自附近的所有信号塔的信号。虽然在这种方法中应用差分GPS的原理,但是在地面情况下对非视线的影响进行处理使得其是唯一的。对每个信号塔的基准接收器的伪范围(代码相位)测量值加时间标签,然后将其发送到服务器。可以将接收到的在基准接收器处针对信号塔j和i测量的基于代码相位的范围写为如下:Rrefj(t)=ρrefj+c(dtref-dtj)+ϵR,refj]]>Rrefi(t)=ρrefi+c(dtref-dti)+ϵR,refi,]]>其中,是用于发送信号塔j几何范围的基准接收器,dtref和dtj分别是与基准接收器和发射器各自的天线有关的基准接收器和发射器时钟相对于公共基准时间(也就是说GPS时间)的偏移,c是光的速度,并且是测量的噪声。通过将上面两个方程相减,并且使用从基准接收器到发射信号塔的已知几何范围,在服务器处计算信号塔i和j之间的时钟定时的差dti-dtj。这使得能够消除流动站\/移动站测量值中的发射器之间的定时差。注意,当在发射信号塔中使用的时钟相对稳定时,可以使用在时间上求平均,来获得更好(例如噪声更少)的时间差dti-dtj估计值。也对流动站\/移动站的伪范围测量值加时间标签,并且将其发送到服务器。可以将接收到的在流动站\/移动站处测量的基于代码相位的范围写作:Rmi(t)=ρmi+c(dtm-dti)+ϵR,mi]]>Rmj(t)=ρmj+c(dtm-dtj)+ϵR,mj]]>通过将上面两个方程相减并且重新布置,结果是(ρmj-ρmi)=(Rmj(t)-Rmi(t))-c(dti-dtj)+(ϵR,mi-ϵR,mj).]]>注意,和是测量的量,根据基准接收器测量值计算量dti-dtj。可以按照接收器的未知坐标以及发射信号塔i和j的已知坐标,写出和中的每个。使用三个范围测量值,可以如上形成两个范围差方程,以获得二维位置解,或者使用四个范围测量值,可以如上形成三个范围差方程,以获得三维位置。使用附加测量值,可以使用最小二乘解,来将噪声量和的影响最小化。可选地,可以将定时差校正值发送回移动站,以对原地的误差进行校正,并且方便移动站处的位置计算。可以对基准和移动站两者可以看到的一样多的发射器,应用差分校正值。这种方法可以在概念上使得系统能够在没有信号塔同步的情况下工作,或者可选地对松散同步的系统中的任何残余时钟误差进行校正。与上面的差分方法相反,另一方法是独立定时方法。建立定时同步的一种方式是使特定区域中的每个发射信号塔处的GPS定时接收器接收来自同一区域中的DGPS基准接收器的DGPS校正值。安装在已知位置的DGPS基准接收器将其自己的时钟视为基准时钟,并且找到对其跟踪的GPS卫星的伪范围测量值的校正值。特定GPS卫星的DGPS校正值一般包括由于卫星位置和时钟误差而产生的总体误差以及电离层和对流层延迟。因为DGPS基准接收器和GPS卫星之间的视线的方向在该附近区域内改变不多,所以该总体误差对于DGPS基准接收器附近(一般在以DGPS接收器为中心、半径为大约100Km的区域中)的其它GPS接收器进行的任意伪范围测量都是相同的。因此,使用DGPS基准接收器针对特定GPS卫星发送的DGPS校正值的GPS接收器,使用该校正值从其针对该卫星的伪范围测量值中去除该总体误差。然而,在该处理中,其将DGPS基准接收器相对于GPS时间的时钟偏置与其伪范围测量值相加。但是,由于该时钟偏置对于所有DGPS伪范围校正值都是共同的,因此其对不同GPS接收器的定时解的影响将是共同偏置。但是,该共同偏置在不同GPS接收器的定时中,不给与相对定时误差。特别地,如果这些GPS接收器是定时GPS接收器(在已知位置处),则将它们全部与DGPS基准接收器的时钟同步。当这些GPS定时接收器驱动不同的发射器时,发射也得到同步。代替使用来自DGPS基准接收器的校正值,GPS定时接收器可以使用由广域拓展系统(WAAS)卫星发送的类似校正值,来对它们驱动的发射器的发射进行同步。WAAS的优点是基准时间不是DGPS基准系统的基准时间,而是由一组准确原子时钟保持的GPS时间本身。实现跨广区域的信号塔之间的准确时间同步的另一方法,是使用在多对信号塔之间建立定时的时间传递技术。将可以应用的一种技术称为“共视时间传递(commonviewtimetransfer)”。图19示出了实施例下的共视时间传递。使用具有共同卫星视图的发射器中的GPS接收器,用于该目的。GPS接收器对来自处于共视中的卫星的每个信号塔的代码相位和\/或载波相位测量值周期性地(例如最少每隔几秒一次)添加时间标签,并且将其发送到服务器,对这些测量值进行分析。可以将GPS代码观测值(由卫星“i”发射并且由接收器“p”观察到的信号)写作:Rpi(t)ρpi+c(δRi+δR,p+Tpi+Ipi)+c(dtp-dti)+ϵR,p,]]>其中,是等于的接收器卫星几何范围,是信号接收时间处的接收器天线位置,表示信号发射时间时的卫星位置,和分别是电离层和对流层延迟,并且和是接收器和卫星硬件组延迟。变量包括天线、将其连接到接收器的线缆和接收器本身内的延迟的影响。此外,dtp和dti分别是相对于GPS时间的接收器和卫星时钟偏移,c是光的速度,以及εR是测量噪声。共视时间传递方法计算单差代码观测值其是在两个接收器(称为“p”和“q”)处同时测量的代码观测值之间的差,其是在计算该单差观测值时,卫星中的组延迟以及卫星的时钟误差得到抵消。此外,注意,在上面的方程中,对流层和电离层微扰抵消(或者例如在接收器分离大的情况下,可以对其进行建模)。一旦对接收器之间的组延迟差进行了校准,则可以根据方程得到希望的接收器时钟之间的时间差c(dtp-dtq)。可以将跨多个时间的单差和卫星测量值合成,以进一步改善估计出的时间差的质量。以类似的方式,可以将共视时间传递的单差载波相位方程写作:注意,由于在上面的方程中存在初始相位模糊和整数模糊,因此不能使用相位单差来直接确定时间传递(timetransfer)。代码和相位观测值的组合使用,使得能够利用来自代码的关于时间差的绝对信息和来自载波相位的关于时间差的开方的精确信息。载波相位单差中的误差变化明显比代码相位单差好,这导致更好的时间传递跟踪。将针对给定卫星获得的每个信号塔的误差发送回信号塔进行校正,在信号塔处应用,通过通信链路发送到接收器,由接收器进行附加校正,或者作为广播消息与来自信号塔的其它定时校正值一起进行发送。在具体实例中,可以为了更好的位置精确度,在服务器上对来自信号塔和接收器的测量值进行后处理。可以使用从L1和\/或L2或者从诸如Galileo\/Glonass等其它卫星系统产生C\/A代码测量值和\/或载波相位测量值的单通道GPS定时接收器或者多通道定时接收器,用于共视时间传递的目的。在多通道系统中,接收器在同一瞬间捕获来自共视中的多个卫星的信息。“共视时间传递”中的可选机制是确保本地区域中的不同定时GPS接收器(每个供给其相应的发射器)在其定时脉冲推导(例如每秒一个脉冲)中仅使用共同卫星,而不尝试来校正定时脉冲与GPS(或UTC)秒对准。共视卫星的使用确保定时脉冲中的共同误差(例如共同GPS卫星位置和时钟误差以及电离层和对流层延迟补偿误差)产生大约相同幅值的定时脉冲中的误差,并且定时脉冲中的相对误差减小。由于在进行定位时仅相对定时误差有关系,因此不需要进行任何基于服务器的定时误差校正。然而,服务器可以向要在推导定时脉冲时使用的GPS卫星的不同GPS接收器给出命令。时间传递的可选方法是“双向时间传递”技术。图20示出了实施例情况下的双向时间传递。考虑用于彼此对照定时的两个信号塔。来自两个发射器中的每个的发送在PPS脉冲上开始,并且在发射信号塔的接收部分(WAPS接收器)上启动时间间隔计数器。使用接收到的信号来停止任意一侧的时间间隔计数器。在数据调制解调器链路上向WAPS服务器发送来自时间间隔计数器的结果,在WAPS服务器处将这些结果与发送时间一起进行比较,并且可以计算两个信号塔之间的定时中的误差。然后,可以将这扩展到任意数量的信号塔。在这种方法中,可以将信号塔i处的计数器测量值ΔTi和信号塔j处的计数器测量值ΔTj之间的关系以及i和j中的时钟之间的时间差dtij表示为dtij=Ti-Tj=12(ΔTi-ΔTj)+12[(τiTx+τjRx)-(τjTx+τiRx)],]]>其中,是信号塔的发射器延迟,并且是信号塔的接收器延迟。一旦对发射器和接收器延迟进行了校正,则可以估计时间差。除了信号塔之间的时间传递之外,还可以由在共视时间传递中使用的GPS定时接收器得到相对于GPS时间的信号塔的定时。使用范围测量值作为Rpi(t)=ρpi+c(δRj+δR,p+Tpi+Ipi)+c(dtp-dti)+ϵR,p,]]>在考虑接收器的延迟、卫星时钟误差和电离层\/对流层误差之后,计算相对于GPS时间的本地时钟的时间校正值dtp。可以用组延迟的测量值对接收器的延迟δR,p进行校准。可以使用来自GPS卫星导航消息的信息(通过解调或者从服务器获得),来计算消除dti和的影响的卫星定时校正值。类似地,使用来自外部模型的校正值,使对流层和电离层延迟影响最小化。例如可以从WAAS消息中获得电离层校正值。可选地,当可获得时,可以从针对伪范围的RTCMDGPS校正值,获得时钟和电离层\/对流层校正值的组合。也可以作为来自信号塔的数据流的一部分来发送相对于GPS时间的偏移。这使得获取WAPS信号的任意WAPS接收器能够提供准确的GPS时间和频率,其有助于显著地减少GNSS接收器中的GNSS搜索要求。在系统的实施例中,可以专门利用广播发射器,来提供局部的室内位置确定。例如,在火灾安全应用中,可以将WAPS发射器放置在三个或更多个广播站(例如可以是消防车)上。通过早前描述的许多方式中的一种和广播信号,将信号塔彼此同步。基于在该时间针对该应用在该区域中的频谱可用性和精确度要求,对带宽和切削率进行缩放。将通过到设备的通信链路向接收器通知系统参数。图21是实施例情况下的接收器单元的框图。在接收器单元上的天线处接收信标信号,对信标信号进行下转换(down-converted)、解调和解密,并将其馈送到定位引擎。接收器提供所有信息,以准确地重构信号。接收天线可以是全向天线,或者可选地,是提供分集等的多个天线\/阵列。在另一实施例中,可以在数字域中进行混合和下转换。每个接收器单元包括或者使用唯一的硬件识别号和计算机生成的专用密钥。通常,每个接收器单元在非易失性存储器中存储最后几个地点,并且随后可以远程地向每个接收器单元询问存储的最后几个地点。基于给定区域中的频谱的可用性,发射器和接收器可以被适配到可用带宽,并且针对更好的精确度和多路解,改变切削率和滤波带宽。在一个实施例中,使用市场上可获得的GPS接收器,通过用WAPSRF模块对来自GPSRF部分的信号进行复用\/馈送,来完成对接收到的信号的数字基带处理。图22是实施例情况下的具有WAPSRF模块的接收器的框图。仅举几例,RF模块包括低噪声放大器(LNA)、滤波器、下转换器和模拟到数字转换器中的一个或更多个。除了这些部件之外,还可以使用芯片或定制ASIC上或者FPGA上或者DSP上或者微处理器上的附加处理,进一步对信号进行调节,以配合GPS接收器的输入要求。该信号调节可以包括:对频带内或频带外噪声(例如ACI临近通道干扰)的数字滤波;根据WAPS接收器的频率对GPSIC的输入的中间或基带频率进行变换;调节数字信号强度,使得GPSIC能够对WAPS信号进行处理;用于控制WAPS前端的自动增益控制(AGC)算法等。特别地,频率变换是非常有用的特征,因为这使得WAPSRF模块能够与任意在市场上可获得的GPS接收器一起工作。在另一实施例中,可以将包括WAPS系统的信号调节电路的整个RF前端链集成到包含GPSRF链的已有GPS基片中。在另一实施例中,如果不能使用对数字基频带输入的访问,则可以将信号从任意频带上转换\/下转换到GPS频带,并且将其馈送到GPS接收器的RF部分中。图23示出了实施例下的信号上转换和\/或下转换。在另一实施例中,不管是在广域还是在局域,都可以向WAPS系统的发射器和接收器两者添加多个RF链或者可调谐RF链,以使用在给定区域中工作的最有效的频率。可以由频谱的清洁度、传播要求等确定频率的选择。类似地,WAPS可以临时使用包括多个接收链的接收器系统中的接收链。例如,宽频带CDMA(W-CDMA)接收器系统包括两个接收链,以改善接收分集。因此,当在W-CDMA接收器系统中使用WAPS时,可以临时使用W-CDMA的两个本地接收链中的一个,用于对WAPS信号进行接收和处理。图24是实施例情况下的具有多个接收链的接收器系统的框图,其中,可以临时使用接收链中的一个以对WAPS信号进行接收和处理。在该示例中,可以使用分集接收链,来临时接收并处理WAPS信号。可选地,可以使用GPS接收链,来临时接收并处理WAPS信号。可以在WAPS和另一应用之间共享无线电前端。可以共享前端的一些部分,并且可以在相互排斥的基础上使用一些部分。例如,如果基片(die)\/系统已经具有包括天线的TV(NTSC或ATSC或者像DVB-H、MediaFLO的系统)调谐器前端,则可以与WAPS系统共享TV调谐器无线电设备和天线。它们可以在相互排斥的基础上工作,因为系统在任意给定时间接收TV信号或者接收WAPS信号。在另一实施例中,如果使得向这种系统添加WAPSRF部分更容易,则可以在TV调谐器和WAPS系统之间共享天线,这使得两个系统能够同时工作。在系统\/基片具有像FM无线电设备的无线电设备的情况下,可以将RF前端修正为包含WAPS系统和FM无线电设备两者,并且这些无线电设备可以在相互排斥的基础上工作。可以对具有一些以接近WAPSRF频带的近频率工作的RF前端的系统进行类似的修正。可以与WAPS接收器共享用于GNSS子系统的诸如晶体、晶体振荡器(XO)、压控温度补偿晶体振荡器(VCTCXO)、数控晶体振荡器(DCXO)、温度补偿晶体振荡器(TCXO)的时钟源基准,以对WAPS接收器提供基准时钟。可以在基片上或者芯片外进行该共享。可选地,可以与WAPS系统共享任意其它系统在蜂窝电话上使用的TCXO\/VCTCXO。图25是示出实施例情况下的定位系统中的时钟共享的框图。注意,收发器或者处理器系统块可以指多种系统。与WAPS系统共享时钟的收发器系统可以是调制解调器收发器(例如蜂窝或WLAN或BT调制解调器)或者接收器(例如GNSS、FM或DTV接收器)。这些收发器系统可以任选地控制VCTCXO或者DCXO,以进行频率控制。注意,收发器系统和WAPS系统可以集成到单个基片中,或者可以是分离基片,并且不影响时钟共享。处理器可以是使用时钟源的任意CPU系统(例如ARM子系统、数字信号处理器系统)。通常,当共享VCTCXO\/DCXO时,可以尽可能减慢由其它系统施加的频率校正,以方便WAPS操作。具体地,在WAPS接收器中正在使用的最大积分时间(integrationtime)内的频率更新,可能局限于使得WAPS接收器具有更好的性能(即使SNR损失最小化)。可以与其它系统交换关于WAPS接收器的状态的信息(具体地,正在使用的集成水平、相对于WAPS系统的跟踪状态的捕获),以更好地调节频率更新。例如,可以在WAPS获取阶段暂停频率更新,或者可以在WAPS接收器处于睡眠状态时安排频率更新。通信可以以控制信号的形式,或者可选地以在收发器系统和WAPS系统之间交换的消息的形式。WAPS以不需要对传统GPS接收器的基带硬件进行修正的方式,广播来自信号塔的信号和消息,以支持WAPS和传统的GPS系统两者。这的重要性在于虽然WAPS系统仅具有作为GPSC\/A代码系统的可用带宽的一半(这影响芯片速率),但是WAPS广播信号被配置为在商业C\/A代码GPS接收器的范围内工作的事实。此外,基于信号可用性,算法将决定是应当使用GPS信号来确定位置,还是应当使用WAPS信号或其组合来获得最准确的地点。在混合GNSS-WAPS的使用场景的情况下,可以使用在WAPS系统上的黄金代码顶部发送的数据来发送用于GNSS的协助信息。协助可以是SV轨道参数(例如星历和年历)形式的。协助也可以专用于在局部区域中可见的SV。另外,可以使用从WAPS系统获得的定时信息,作为辅助GNSS系统的精细时间。由于WAPS系统定时与GPS(或GNSS)时间对准,因此与WAPS信号的代码和比特对齐以及从任意信号塔中读取数据流,提供对GNSS时间的粗略了解。另外,位置解(接收器的时钟偏置是位置解的副产品)准确地确定WAPS系统时间。一旦知道了WAPS系统时间,则可以向GNSS接收器提供辅助的精细时间。可以使用边缘与WAPS的内部时基联系的单硬件信号脉冲,来传递定时信息。注意,WAPS系统时间直接映射到GPS时间上(更通常来说,使用GNSS时间,由于GNSS系统的时基直接相关)。GNSS应当能够在接收到该边缘时,锁定其内部GNSS时基计数。可选地,GNSS系统应当能够生成边缘与其内部时基对齐的脉冲,并且WAPS系统应当能够锁定其内部WAPS时基。然后,WAPS接收器向GNSS接收器发送具有该信息的消息,这使得GNSS接收器能够将其时基映射到WAPS时基。类似地,可以使用本地时钟的频率估计值来提供辅助GNSS接收器的频率。注意,可以使用来自WAPS接收器的频率估计值来细化GNSS接收器的频率估计值,不管它们是否共享共同时钟。当两个接收器具有分离的时钟时,需要附加校准硬件或软件块,来测量一个系统相对于另一个系统的时钟频率。该硬件或软件块可以在WAPS接收器部分中或者在GNSS接收器部分中。然后,可以使用来自WAPS接收器的频率估计值,来改进GNSS接收器的频率估计值。可以从WAPS系统发送到GNSS系统的信息还可以包括地点的估计值。地点的估计值可以是近似的(例如由WAPS信号塔的PN代码确定),或者是基于WAPS系统中的实际位置估计值而更准确的。注意,可以将从WAPS系统可获得的地点估计值与来自不同系统的另一位置估计值(例如来自基于蜂窝ID的定位的粗略位置估计值)组合,以提供可以用来更好地辅助GNSS系统的更准确的位置估计值。图26是实施例情况下的从WAPS到GNSS接收器的协助传递的框图。GNSS接收器通过向WAPS接收器提供地点、频率和GNSS时间估计值,还可以帮助改善WAPS接收器在首次定位时间(TTFF(Time-To-First-Fix))、灵敏度和地点质量方面的性能。作为示例,图27是示出实施例情况下的从GNSS接收器到WAPS接收器的辅助信息的传递的框图。注意,GNSS系统同样可以用LORAN、e-LORAN或者类似的地面定位系统来代替。地点估计值可以是部分(例如海拔高度或者2-D位置)或完整(例如3-D位置)的,或者是原始范围\/伪范围数据。应当与SV(或者计算诸如SV轨道参数的SV的地点的装置)的地点一起提供范围\/伪范围数据,以使得能够在混合解中使用该范围信息。应当与指示地点辅助信息的质量的度量一起提供所有地点辅助信息。当提供GNSS时间信息(可以使用硬件信号,将其传递到WAPS系统)时,应当提供GNSS时间相对于GPS时间的偏移(如果有),以使得能够在WAPS接收器中使用。可以与置信度量(指示估计值的估计质量,例如估计值中的最大期望误差)一起,作为时钟频率的估计值提供频率估计值。这在GNSS和WAPS系统共享相同的时钟源时足够了。当GNSS和WAPS系统使用分离的时钟时,还应当向WAPS系统提供GNSS时钟,以使得WAPS系统能够进行校准(即估计WAPS相对于GNSS时钟的相对时钟偏置),或者可选地,WAPS系统应当向GNSS系统提供其时钟,并且GNSS系统应当提供校准估计值(即WAPS相对于GNSS时钟的相对时钟偏置的估计值)。为了进一步改善WAPS接收器的灵敏度和TTFF,可以通过其它通信介质(诸如蜂窝电话、WiFi、SMS等),从WAPS服务器向WAPS接收器提供协助信息(例如,可以根据由信号塔发射的信息以其它方式对协助信息进行解码)。通过已经可获得的“年历”信息,由于接收器仅需要将时间与发送波形对齐(不需要进行比特对齐或者解码),因此WAPS接收器的工作变得简单。对数据比特进行解码的需要的消除减少了TTFF,因此由于不需要对接收器连续供电以对所有比特进行解码,因此节省电力。图28是实施例情况下的从WAPS服务器提供WAPS协助信息的示例配置。可以对接收器添加信标,以进一步改善局域定位。信标可以包括周期性地发送具有基于设备ID的签名的波形的低功率RF发射器。例如,签名可以是唯一地标识发射器的代码。相关联的接收器通过在其在所有方向上进行扫描时进行信号能量峰寻找,或者通过方向寻找(使用来自多个天线元件的信号来确定信号到达的方向),将能够以相对更高的准确度找到发射器的地点。多路信号的方案多路的方案在定位系统中很关键。无线通道的特征经常在于一组具有随机相位和幅值的随机改变的多路分量。为了使定位准确,强制接收器算法在存在视线(LOS)路径的情况下解决LOS路径(其将是首先到达的路径)或者解决首先到达的路径(其可能不一定是LOS分量)。传统方法经常如下工作:(1)将接收到的信号与发送的伪随机序列(例如在接收器处已知的黄金代码序列)互相关;(2)接收器对获得的互相关函数的第一个峰值进行定位,并且估计首先到达的路径的定时与由该峰值的位置指示的定时相同。只要最低多路分离(multipathseparation)远大于可使用带宽的倒数(经常不是这种情况),则这些方法有效地工作。带宽是珍贵的商品,并且非常希望可以使用最少量的带宽来解决多路的方法,以改善系统的效率。依据通道环境(包括多路和信号强度),使用适当的用于获得最早到达路径的估计值的方法。为了最佳地方案,使用高分辨率方法,而为了在低SNR处获得合理性能,应用直接使用互相关峰值样本和峰值周围的相关函数的一些性质的更传统的方法。考虑由下式给出的以速率fs采样的量化的接收信号y[n]:y[n]=heff[n]⊗x[n]]]>y[n]=Σi=n0∞heff[i].x[n-i]]]>其中,y[n]是接收到的信号,其是发送的伪随机序列x[n]与有效通道的卷积,其中,htx[n]是发送滤波器,htx[n]是接收滤波器,并且h[n]是多路通道。找到峰值位置的一种方法是使用包围明显的峰值位置的值进行峰值插值。插值可以是使用峰值的任一侧的一个值的二阶的、或者可以使用利用峰值周围的两个或更多个样本的更高阶多项式,或者可以使用最适合的实际脉冲形状。在二阶插值的情况下,使二阶适合峰值和紧接着包围峰值的值。二阶的峰值确定用来测距的峰值位置。这种方法相当鲁棒,并且可以以低SNR良好地工作。可选实施例可以使用峰值位置之外的值作为基准位置。注意,DLL实际使用峰值位置作为相关函数上的基准位置,而这种方法使用不同于峰值的点作为基准。这种方法受相关峰值的早边缘受多路的影响比尾边缘受多路的影响小的事实启发。例如,可以使用来自没有畸变(没有通道影响)的相关函数上的峰值的小片(chip)Tc的点75%作为基准点。在这种情况下,选择与该75%点匹配的经过插值的z[n]函数的部分,并且远离该点找到峰值为25%的Tc。另一可选基于峰值相关函数的方法可以使用峰值形状(诸如峰值的畸变的测量值,例如峰值宽度)。从峰值地点开始,基于峰值的形状,确定到峰值地点的校正值,以估计最早的到达路径。高分辨率方法是使用本征空间分解来定位多路分量的一类高效的多路分辨率方法。诸如MUSIC、ESPIRIT等方法落在这类解决方案下。它们是非常有力的方案,因为对于相同的给定带宽,它们可以有效地求解比传统方法靠近得多地间隔开的多路分量。高分辨率最早到达时间方法尝试直接估计最早的路径的到达时间,而不根据峰值推断峰值位置。下面假设在接收器处已经可获得发送的信号的粗略获取,并且在接收器处大致已知伪随机序列的开始。图29是实施例情况下的估计h[n]中的最早到达路径的流程图。确定最早路径的方法包括以下操作、但不局限于以下操作:1.将接收到的样本y[n]与发送序列x[n]互相关,以获得结果z[n]。当按照卷积写下该互相关时,z[n]=y[n]⊗x*[-n]]]>可以将该方程重写为z[n]=heff[n]⊗φxx[n]]]>其中,φxx[n]是伪随机序列的自相关函数2.对z[n]的第一个峰值进行定位,并且将其表示为npeak。提取z[n]的该峰值左边的wL样本和该峰值右边的wR个样本,并且将该向量表示为pV。pV=[z[npeak-wL+1]…z[npeak+wR]]向量pV表示互相关结果Z[n]的有用部分。在理想的情况下,在没有通道畸变时,并且当不限制通道BW时,选择wL=wR=fsTc对于确定接收到的信号的定时将足够了。在存在有限的BW时,对于当伪随机代码x[n]是+1\/-1的序列时的情况,选择wL和wR的最佳方法是将它们分别选择为存在于的峰值的左侧和右侧的非零值(或者更通常,选择值>定义为峰值的一小部分的特定阈值)。选择wL和wR时的另一考虑是选择足够不相关的噪声样本,以获得足够的关于噪声子空间的信息。另外,应当选择整数wL和wR,以包括尤其在左侧的所有可能多路分量(即通过选择wL),以帮助求解非常远的多路分量。包括太多超过fsTc的样本,使在pV向量中引入的噪声的量增加,因此必须减少样本。通过仿真和试验,一般wL和wR的值的集合分别是3fsTc和3fsTc。注意,z[n](继而pV)包含通道h[n]、发送滤波器htx[n]、接收滤波器hrx[n]和伪随机序列的自相关函数φxx[n]的影响。为了估计通道中的最早到达路径,需要消除其它影响。在许多情况下,针对最佳噪声性能,将发送和接收脉冲形状进行匹配,但是该算法工作不需要该限制。将基准相关函数定义为在可以使用pV来估计最早到达路径之前需要估计并消除的3.接下来估计基准相关函数φref[n]。获得基准互相关的一种方法如下:在理想通道(所谓的“有线链接”)上进行步骤1-2,以获得相应的峰值向量pVRef。pVRef包含基准相关函数φref[n]的有用样本。图30是实施例情况下的估计基准相关函数的流程图。“有线链接”方法包含从发射器前端(旁路功率放大器和发射天线)通过‘理想’通道(例如线缆)向接收器前端(旁路接收天线)发送调制信号。注意,‘理想’通道可以具有一些延迟和衰减,但是不应当增加任何其它畸变,并且必须具有高SNR。为了获得最佳性能,需要针对每个伪随机序列单独生成‘有线’基准,因为它们具有不同的自相关函数,因此具有不同的基准。然后,为了获得最佳自相关函数,正确地选择PRN也非常关键(具体地,与峰值相比,应当充分地抑制自相关旁瓣中的它们的闭合),这将导致定时解决方法的最佳总体性能,因为除非得到了充分衰减,否则自相关旁瓣可能使多路发生错误。假设对发送滤波器响应进行控制,在生产期间每个接收器需要对有线链接上的响应进行一次校准。如果可以控制接收器滤波器特性(例如针对一批接收器),则可以将对响应的有线链接的校准进一步减少为针对一组接收器的一次校准测量。确定基准相关函数φref[n]的可选方法是解析地计算各个分量φxx[n]、htx[n]和hrx[n],并且对它们求卷积,以达到基准相关函数φref[n]。注意,这种方法取决于在实际实现中可以控制发送和接收滤波器脉冲响应的程度。4.通过跨多个黄金代码、甚至跨多个比特相干地进行平均,来改善pV的估计值中的SNR。可以在作出发送各个比特的决定之后,相干地进行跨多个比特的平均。换句话说,在跨比特积分之前,使用决定反馈。注意,通过在步骤1中的互相关函数估计中执行求平均,可以等效地获得改善的SNR。5.使用Nfft-(wL+wR)零的零填充来计算pV和pVRef的长度Nfft的快速傅立叶变换(FFT),以分别获得长度Nfft向量pVFreq和pVRef,Freq。通过使用合成和真实测量通道两者,通过仿真检查多路的可求解性,来获得Nfft的最佳值。发现Nfft的一般值大于或等于4096。pVFreq=FFT[pV零填充]pVRef,Preq=FFT[pVRef零填充]6.计算以通道h[n]的获得频域估计值(与噪声混合)。如果用Nos(即对于频带限制在+\/-1\/Tc的发送脉冲形状,),对接收到的序列y[n]进行了过采样,并且如果发送和接收脉冲形状滤波器用BW=1\/Tc进行了极佳的频带限制,则对于真实通道Hreal[k]的估计,Hfull[k]的DC周围正好个正负样本是非零的(即可使用)。根据我们的研究,我们得出结论,为了获得求解算法的最佳性能,应当拾取DC的任一侧的个样本,其中,基于在发射器和接收器处使用的实际脉冲形状滤波器以及自相关函数φxx[n],选择α>1。注意,包括φref[n]的频率过渡频带导致噪声增大,并且选择足够大的α,以在选择的样本中排除这些频率。然而,选择太大的α将导致信号信息的损失。在实现时,使用基于具有小的额外带宽的上升余弦滤波器形状针对真实频带限制函数的α=1.25的优选选择。7.如果Hfull[k]的DC分量在索引0处,则将还原的H向量H[]定义为:H=[Hfull[Nfft-N+1]…Hfull[Nfft]Hfull[0]Hfull[1]…Hfull[N]8.由还原的通道估计值向量H[k]构成矩阵P,其中,1<M<2N是参数,()'表示复数的共轭。将还原通道估计值向量H[k]的估计的协方差矩阵R定义为R=P×P′如果选择的M太小(接近1),则R的本征值的数量非常有限,其结果是,不能在信号和噪声之间描绘高分辨率算法。如果选择的M太大(接近2N),则因为在获得协方差时求平均的量不足,并且获得的协方差矩阵R也是秩亏的,因此协方差矩阵估计值R不可靠。因此,在M的允许范围的正中间的M的值、即M=N是好的选择。这也得到了经验验证。9.作为下式,对R进行奇异值分解(SVD)R=UDV′其中,U是左奇异向量的矩阵,V是右奇异向量的矩阵,并且D是奇异值的对角矩阵。10.作为下式,构造排序奇异值的向量sVsV=按照降序排序的D的对角元素11.下一个关键步骤是分离信号和噪声子空间。换句话说,为了选择向量sV中的索引ns,使得奇异值sV[ns+1...
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