检测器信号处理电路的制作方法

文档序号:11543495阅读:286来源:国知局
检测器信号处理电路的制造方法与工艺

本发明涉及用于检测x射线并生成相应的响应电子信号的x射线分析器,并且更特别地涉及通过使用脉冲发生器来提高x射线谱的能量标度的稳定性和精度的改进的信号处理电路。



背景技术:

诸如x射线荧光(xrf)或x射线衍射(xrd)仪器等的x射线分析器通常包括x射线源、x射线检测器和关联的电子器件。x射线检测器通常是能量色散的,其中各入射x射线产生电荷与该x射线的能量成比例的电子信号。检测器电子器件被设计成放大各信号,使得该信号变得足够大以准确地测量与x射线能量相对应的电荷。随后对放大后的信号进行数字化并且使用数字值来构造x射线谱。假设整个电子放大和数字化系统的增益保持恒定,则放大后的脉冲的数字值与关联的x射线的能量成比例,并且通过适当校准,可以确定x射线能量。在得知各x射线的能量的情况下,可以将由于多个x射线冲击检测器而产生的信号转换成谱,其中该谱是x射线能量相对于所接收到的具有该能量的x射线的数量的标绘图。这种谱在与被测样本内的元素的特征x射线能量相对应的能量处呈现峰。这些峰的位置、大小和宽度是使得能够识别样本内的元素并且确定这些元素的浓度的关键参数。

为了确保测试结果准确且可重复,避免来自检测器的信号的电子漂移是重要的。信号漂移导致在不同的测量时间向相同能量的x射线分配谱中的不同能量。信号漂移可能会导致元素的误识别以及/或者这些元素的浓度的测量误差。

电子放大和数字化系统的增益的漂移是信号漂移的主要来源。该漂移可能是由于电子系统的组件中的任意组件的不稳定性所引起的。例如,众所周知,电子组件的特性对温度敏感,并且该温度敏感性对于在长时间测量或一系列测量的过程中温度可能从冷启动起显著上升的紧凑型手持式xrf仪器而言特别重要。温度变化导致可变的电子增益,该可变的电子增益引起所测量到的x射线谱的能量标度的漂移。能量标度漂移包括单次测量期间的漂移、同一仪器上的不同测量之间的能量标度的漂移、以及在不同仪器上进行的相同或相似样本的不一致测量。

针对现有实践中能量标度漂移的问题的一个解决方案是进行频繁的手动校准。可以通过使用从放射源发出的x射线或者使用从已知的靶材料发出的次级x射线使x射线检测器暴露至已知能量的x射线,来实现能量标度校准。在来自现有实践的一个示例中,使用来自含fe和mo这两个元素的不锈钢样本的fe和mo特征x射线来每隔几个小时重新校准能量标度。然而,与现有实践中所使用的校准方法无关地,必须中断x射线仪器的有用操作,这是不方便的,并且因此该校准方法经常被操作者忽略。在手持式仪器的情况下,必须经常手动将该仪器插入包含已知靶材料的对接坞。将来自该靶的x射线峰的已知能量与所测量到的能量进行比较,从而校准增益。由于频繁的手动校准不方便,因此连续校准之间的时间可能为数小时,其中在这段时间期间,可能发生显著的温度变化和由此发生的能量漂移,这导致xrf测量精度劣化。

因此,在现有实践中需要对测量装置的正常操作造成最少中断或者不造成中断的自动且快速的校准方法。该校准方法应当是可编程的,以在各测量之后发生或者在所有测量的过程中连续地发生。另外,该校准方法会涉及整个电子放大和数字化系统。

现有实践中的另一问题是放大并数字化后的信号中x射线能量的确定受到放大和数字化组件中的非线性的影响。非线性的主要影响是系统增益随着信号的振幅而改变。在如通常情况那样、使用电荷敏感前置放大器作为检测器信号的放大的一部分的情况下,该问题特别严重。电荷敏感放大器具有如下特性:响应于来自入射x射线的电荷的输入,该电荷敏感放大器的输出电压大致作为阶跃函数上升。响应于后续的x射线信号,输出电压继续上升为越来越高的电压电平,其中各电压阶跃的高度与相应x射线的能量成比例。输出电压继续上升,直到达到上限电压阈值为止并且施加外部复位信号以使输出电压恢复为零或下限电压阈值。由于给定能量的x射线可能在前置放大器输出电压处于下限阈值和上限阈值之间的任意电平的情况下到达,并且后续的放大和数字化系统的非线性使得根据前置放大器电压在该x射线到达时恰好处于何处来将不同的能量分配该至x射线,因此发生非线性的问题。

尽管市售的x射线检测器可能经常将电荷敏感前置放大器并入检测器外壳内以使信号噪声最小化,但在现有实践中没有解决检测器放大和数字化中的非线性的影响。非线性影响通常对温度的依赖性弱,由此不存在非线性响应的显著漂移。特定仪器的一次校准可能足以补偿非线性影响。然而,在现有市场中缺乏用于进行校准以对非线性影响进行补偿的高效方法。



技术实现要素:

本发明的目的是缓解现有实践的问题、特别是针对检测器能量标度校准中的不准确和漂移的问题。通过以新颖方式应用注入到相同的电子放大和数字化系统中作为检测器信号的校准脉冲信号来进行能量标度的频繁校准,实现该目的。为了提高校准的稳定性,对于所有的数字化元件使用单个共用参考电压元件,并且使用该单个共用参考电压元件来设置校准脉冲信号的振幅。利用各仪器的一次校准来实现电子放大和数字化系统的非线性的校准。

本发明的一个实施例是用于将信号脉冲和校准脉冲顺次地注入到电子放大和数字化系统中的电路。该电路包括检测器、一个或多个放大器、脉冲发生器、用于将检测器信号脉冲和校准脉冲顺次地注入到放大器中的切换器、参考用模数转换器(adc)、处理用adc、以及该参考用adc、该处理用adc和该脉冲发生器所用的共用参考电压。

本发明的第二实施例是用于将信号脉冲和校准脉冲同时地注入到电子放大和数字化系统中的电路。该电路包括检测器、一个或多个放大器、脉冲发生器、参考用adc、处理用adc、脉冲鉴别器、以及该参考用adc、该处理用adc和该脉冲发生器所用的共用参考电压。

本发明的第三实施例是用于使用基电压不断改变的校准脉冲来进行电子放大和数字化系统的非线性行为的一次校准的电路和方法。该电路包括一个或多个放大器、具有脉冲发生器切换器和两个数模转换器(dac)的脉冲发生器、参考用adc、处理用adc、以及该参考用adc、该处理用adc和脉冲发生器的两个dac所用的共用参考电压。

本发明还提供一种检测器信号处理电路,其中检测器用于检测x射线分析仪器中的荧光x射线能量响应并且发送检测器响应信号,所述x射线分析仪器被配置为包括工作模式和校准模式,所述检测器信号处理电路包括:脉冲生成用脉冲发生器,用于提供具有脉冲振幅和脉冲发生器频率的校准脉冲;单个共用参考电压元件,用于提供参考电压信号;参考用模数转换器即参考用adc,用于将所述校准脉冲转换成参考脉冲值;至少一个放大器,用于放大放大器输入,其中:所述放大器输入是所述校准脉冲和/或所述检测器响应信号,并且放大器输出分别提供放大脉冲电压和/或放大响应信号电压;处理用模数转换器即处理用adc,用于提供针对所述放大脉冲电压和所述放大响应信号电压的数字化处理,以分别产生数字化的脉冲电压值和数字化的响应信号电压值;校准比计算部,用于计算所述脉冲电压值相对于所述参考脉冲值的校准比;以及能量标度校正部,用于计算所述响应信号电压值相对于所述校准比的工作模式比,并且基于所述工作模式比来校正所述荧光x射线能量响应。

附图说明

图1是根据本发明的顺次注入校准脉冲的检测器信号处理电路的示意图。

图2是根据本发明的同时注入校准脉冲的检测器信号处理电路的示意图。

图3a是根据本发明的同时注入校准脉冲的放大电压值的示例性图。

图3b是根据本发明的同时注入校准脉冲的鉴别出的信号值的示例性图。

图3c是根据本发明的同时注入校准脉冲的鉴别出的校准值的示例性图。

图4是根据本发明的顺次校准的示意流程图。

图5是根据本发明的同时校准的示意流程图。

图6示出例示非线性对增益和放大电压值的影响的图。

图7示出例示根据本发明的使用校准脉冲信号来校准非线性影响的图。

图8是根据本发明的用于校准非线性的电路的示意图。

图9是示出非线性校准所用的示例性脉冲序列的图。

图10是示出非线性校准所用的替代示例性脉冲序列的图。

具体实施方式

注意,在以下说明中,使用术语“电压”来指定模拟信号,并且使用术语“值”来指定数字量。还注意,在说明书和附图中,使用无尖括号的符号来表示模拟量,并且使用具有尖括号的符号来表示数字量。例如,校准脉冲的模拟电压为p,并且其数字化等效值为<p>。

图1是顺次注入校准脉冲的检测器信号处理电路1a的示意例示。电路1a包括检测器10,其中该检测器10产生表示入射x射线的能量e的检测器响应信号s-10。在这里所呈现的实施例中,检测器10包括可以并入检测器10的外壳内的电荷敏感前置放大器(未示出),并且响应信号s-10包括其高度表示能量e的输出电压的阶跃。电路1a还包括脉冲发生器12和切换器20,其中该脉冲发生器12产生具有脉冲振幅p的校准脉冲信号s-12。可选地,通过校准模式控制器21从时钟19接收定时信息来控制切换器20的位置。校准模式控制器21可以将切换器20设置为将检测器响应信号s-10输入至放大器18的工作模式、或者将校准脉冲信号s-12输入至放大器18的校准模式。要理解,放大器18可以表示包括一个或多个前置放大器、放大器或其它放大装置的一个或多个信号放大元件。具有增益g1的放大器18产生放大电压s-18,其中该放大电压s-18在切换器20选择检测器响应信号s-10的情况下等于放大响应信号电压g1e,并且在切换器20选择校准脉冲信号s-12的情况下等于放大脉冲电压g1p。实际上,增益g1不是恒定的,而是可能根据诸如电阻器等的内部放大器组件的温度而发生漂移的变量。

将放大电压s-18输入至作为能够以高数据速率进行数字化的快速模数转换器(adc)的处理用adc22。理想地,处理用adc22的增益应为1,这意味着处理用adc22的输出应刚好是处理用adc22的模拟输入的数字等效值。然而,实际上,任何adc的增益均是可以根据包括adc组件的参考电压和温度的值的各种因素而改变的变量。特别地,通常仅可利用具有相对低的分辨率(诸如在典型实施例中为16位等)的诸如处理用adc22等的快速adc。这种adc的增益漂移的规格可能如30~50ppm那样大。因此,为了确保电路1a所得出的能量标度的准确性和再现性,重要的是校准过程应考虑到处理用adc22的增益的任何漂移。如果处理用adc22的增益为g2,则来自处理用adc22的数字化输出是放大电压值s-22,其中该放大电压值s-22的值依赖于放大器18的增益g1与处理用adc22的增益g2的乘积。

放大电压值s-22的值还依赖于切换器20的位置。在切换器20选择检测器响应信号s-10的情况下,放大电压值s-22等于响应信号电压值<g1g2e>。在切换器20选择校准脉冲信号s-12的情况下,放大电压值s-22等于脉冲电压值<g1g2p>。以下将量g1g2称为整体增益g,其中g=g1g2是包括放大组件和数字化组件这两者的电子系统的整体增益。

电路1a还包括路由器23,其中该路由器23经由信号s-23与切换器20进行通信。由此,路由器23能够在切换器20选择校准脉冲信号s-12的情况下,将放大电压值s-22路由至放大校准电压值s-22a,并且在切换器20选择检测器响应信号s-10的情况下,将放大电压值s-22路由至放大工作电压值s-22b。放大校准电压值s-22a等于<gp>,并且放大工作电压值s-22b等于<ge>。

校准脉冲信号s-12还被输入至参考用adc16,其中该参考用adc16输出数字参考脉冲值s-16。数字参考脉冲值s-16等于作为脉冲振幅p的数字化值的<p>。参考用adc16不必是快速adc,这是因为参考用adc16仅需以相对低的速率对参考脉冲进行数字化。因此,参考用adc16被选择为具有优良漂移规格的高分辨率adc。在实施例中,参考用adc16具有24位的分辨率和小于2ppm的漂移规格。

应当注意,来自脉冲发生器12的脉冲的振幅优选被选择成脉冲振幅与平均检测器响应信号s-10大致相同。来自脉冲发生器12的脉冲的频率优选被选择成校准模式中的脉冲到达时间与工作模式中的检测器响应信号s-10的平均到达时间大致相同。脉冲振幅和频率的这些条件被选择成校准脉冲最准确地模仿包括放大组件和数字化组件这两者的整个电子系统的增益和线性性能。

电路1a还包括单个共用参考电压元件14,其中该参考电压元件14经由信号s-14a用作脉冲发生器12所用的电压参考、以及经由信号s-14b用作处理用adc22所用的参考并且经由信号s-14c用作参考用adc16所用的参考。

应当注意,电路1a的设计的新颖方面其中之一是连接s-14a、s-14b和s-14c全部共用作为参考电压14的相同信号。

电路1a还包括校准比计算部24,其中该校准比计算部24提供校准比的值。使用数字参考脉冲值s-16和放大校准电压值s-22a来计算校准比,其中该校准比等于将放大校准电压值s-22a(等于<gp>)除以数字参考脉冲值s-16(等于<p>)所得到的值。可以在校准时间内针对多个脉冲计算校准比,并且可以获得平均值。来自校准比计算部24的结果是与整体增益g的数字表示<g>相等的增益值s-24。

其中,<gp>和<p>是相对于校准时间进行平均的。

应当注意,本发明的重要新颖方面是使用校准比计算部24来计算包括放大组件和数字化组件这两者的整个电子系统的整体增益g。该计算是基于利用两个不同的电子路径所获得的来自脉冲发生器12的数字化校准脉冲的比较。第一个路径是:使用参考用adc16来对校准脉冲信号s-12进行数字化而不进行任何放大。第二个路径是:在切换器20选择校准脉冲信号s-12的情况下,这些校准脉冲由放大器18进行放大,然后由处理用adc22进行数字化。重要的是,处理用adc22和参考用adc16使用相同的参考电压14,由此参考电压中的任何漂移在处理用adc22和参考用adc16这两者中均引起相同的增益漂移,并且该漂移通过利用校准比计算部24进行相除而抵消。此外,参考用adc16与处理用adc22相比具有大得多的准确度和低得多的漂移,使得可以使用参考用adc16的输出作为针对整个电子系统的增益的校准参考。

还应当注意,校准比计算部24所进行的计算可以在任何时间将切换器20设置成选择校准脉冲信号s-12时进行。校准时间可以是可以短至100msec的任何选择值,因此可以在x射线仪器的有用操作的中断最少的情况下频繁地进行校准。

在仪器测量操作期间,在切换器20设置成选择检测器响应信号s-10的情况下,能量标度校正部26使用增益值s-24和放大工作电压值s-22b这两者来计算校正后的能量值s-26。校正后的能量值s-26等于将放大工作电压值s-22b(等于<ge>)除以增益值s-24(等于<g>)所得到的值。该计算的结果是作为检测器响应信号s-10的校正后的数字表示<e>的校正后的能量值s-26。

针对与各入射x射线相对应的各检测器信号计算校正后的能量值s-26,并且使用该校正后的能量值s-26来构造能量谱,其中该能量谱是x射线能量相对于入射到检测器上的具有该能量的x射线的数量的标绘图。校正后的能量值s-26是考虑到放大电子器件和数字化电子器件中的实质上所有漂移的校准后的能量值,并且可以通过使用校准模式控制器21对切换器20的操作进行编程来如期望那样频繁地进行校准。每当针对校准的需求被认为合适时,还可以通过操作者致动按钮或虚拟按钮(图1中未示出)来手动发起切换器20的操作。

图2是同时注入校准脉冲的替代检测器信号处理电路1b的示意例示。电路1b包括与图1所示的电路1a中的组件等同的组件,其中两个明显的不同之处除外。电路1a和1b之间的第一个不同之处是在电路1b中不存在切换器20。第二个不同之处是电路1a中的路由器23被电路1b中的脉冲鉴别器28替换。

在电路1b中,检测器响应信号s-10和校准脉冲信号s-12这两者同时且连续地注入到放大器18中。因此,放大电压s-18包括放大响应信号电压g1e和放大脉冲电压g1p这两者的混合。同样,放大电压值s-22包括响应信号电压值<g1g2e>和脉冲电压值<g1g2p>的混合。将放大电压值s-22输入至脉冲鉴别器28,其中该脉冲鉴别器28的功能是使放大电压值s-22内所包含的响应信号电压值和脉冲电压值分离。分离出脉冲电压值为鉴别出的校准值s-28a,并且分离出检测器响应信号值为鉴别出的响应值s-28b。以下将结合图3a~3c来说明脉冲鉴别器28的操作方法。电路1b的后续操作与电路1a的操作相同,即校准比计算部24提供校正后的能量值s-26的校准所使用的校准比s-24。然而,应当注意,在电路1b的情况下,校准贯穿每个测量操作连续地发生,而不会使测量操作中断或减慢。

图3a、3b和3c示出脉冲鉴别器28的操作。图3a示出包括检测器响应和校准值的混合的放大电压值s-22的图。通常,检测器响应引起放大电压值s-22的值的上升,这是因为检测器10并入有电荷敏感前置放大器(未示出),其中在该电荷敏感前置放大器中,来自连续响应的电荷累积,从而引起上升电压。另一方面,校准脉冲源自于不存在电荷敏感放大器的脉冲发生器12,使得各校准脉冲引起放大电压值s-22的值初始上升然后下降。图3a示出具有各个初始上升值36a和38a、各个平坦区域36b和38b以及各个下降值36c和38c的两个校准脉冲36和38。脉冲鉴别器28可以利用检测器响应值中所不存在的下降值36c和38c来区分校准脉冲。可选地,脉冲鉴别器28可以使用从脉冲发生器12获得的定时信号(未示出)来区分校准脉冲。使用任一鉴别方法,脉冲鉴别器28识别校准脉冲36和38,并且去除校准脉冲36和38以产生如图3b所示的鉴别出的响应值s-28b。使用来自所去除的校准脉冲的信息来产生如图3c所示的鉴别出的校准值s-28a。

图3b示出如何使用鉴别出的响应值s-28b来得出针对入射到检测器10上的各x射线的放大能量信号。在图3b中,可以通过上升值31、32和33来识别针对三个入射x射线的响应。上升值31、32和33的大小分别与量<ge>1、<ge>2和<ge>3相对应。能量标度校正部26使用这些量以及从校准比计算部24所获得的增益值s-24的知识,来将校正后的能量值s-26分配至这三个x射线中的各x射线。在测量期间这样获得所有入射x射线的能量值,并且累积计数以获得能量谱。

图3c例示示出校准脉冲36和38的鉴别出的校准值s-28a。脉冲36和38的振幅分别与量<gp>1和<gp>2相对应。校准比计算部24使用这些量和参考脉冲值s-16来计算增益值s-24。<gp>1和<gp>2的不同值可以表示电子系统的整体增益<g>已改变,并且在能量标度校正部26处可自动发生校正。可选地,代替针对每个连续校准脉冲向增益<g>应用校正,可以在能量标度校正部26中应用校正之前针对包括多个脉冲的平均时间对增益<g>的值进行平均。这种平均化可能有利于降低增益<g>的测量中的噪声,并且在本发明的范围内。

图4示出根据本发明的顺次校准处理40的示意流程图。以下参考图4和图1来说明处理40。处理40从步骤402开始,并且在步骤404中,经由校准模式控制器21进行与要在一次或多次测量之后还是要在指定间隔的操作时间之后进行校准有关的操作者选择。如果选择了一次或多次测量之后的校准,则处理40进入步骤410。在步骤412中,校准模式控制器21将切换器20设置为校准模式,并且在步骤414中,进行校准。步骤414的校准包括校准比计算部24所进行的校准比的计算,其中可以针对许多脉冲对该校准比进行平均。在这里所呈现的典型实施例中,校准脉冲频率可以为500khz,并且步骤414中进行平均的时间可以为100msec。在本实施例中,校准结束时的增益值s-24是约50,000个脉冲的平均值。利用符号<g>来表示增益值s-24。

在步骤415中,校准模式控制器21将切换器20设置为工作模式,并且在步骤416中,使用步骤414中所得出的<g>的值来校正能量标度。在步骤417中,利用校正后的能量标度来进行一次或多次测量,并且在指定次数的测量完成时,在步骤418中,该系统准备好进行新的校准,并且处理返回至步骤404。

如果在步骤404中、选择了指定间隔的工作时间之后的校准,则处理40进入步骤420。在步骤421中,操作者经由校准模式控制器21选择连续校准之间的时间间隔t。在步骤422中,校准模式控制器21将切换器20设置为校准模式,并且在步骤423中,以与以上针对步骤414所述相同的方式进行校准。在步骤424中,校准模式控制器21将切换器20设置为工作模式,并且在步骤425中,使用步骤423中所得出的<g>的值来校正能量标度。在步骤426中,执行测量,直到时钟19表示时间t已到期或者测量完成(无论哪个先发生均可)为止。步骤427测试测量是否完成,并且如果测量没有完成,则处理返回至步骤422以进行新的校准。如果测量完成,则处理返回至步骤404。

可以看出,选择如步骤420~428所述的指定间隔的工作时间之后的校准允许在单次测量的过程中发生一个或多个新的校准。这对于特别长时间的测量而言可能是有用的。时间间隔t的设置依赖于存在稳定的环境温度的程度(环境越不稳定,时间间隔t应当设置得越短)。在典型实施例中,时间间隔t可被设置为10~100秒,并且如果校准时间约为100msec,则即使校准正以足够的频率发生以避免电子增益的任何漂移风险,仪器操作也没有明显中断。

可以理解,对于按照时间间隔的校准或按照测量操作的校准的这两个实施例,可以通过自动触发或者通过操作者的手动触发来发起校准切换。实现的所有这些变化均在本发明的范围内。

图5示出根据本发明的同时校准处理50的示意流程图。以下参考图5和图2来说明处理50。处理50从步骤502开始,并且在步骤504中,启动脉冲发生器12以在开始仪器的实际操作之前进行初始校准。以初始校准时间进行初始校准,其中该初始校准时间足够大以允许校准比计算部24通过针对大量脉冲进行平均来计算增益值s-24。在实施例中,初始校准时间可以为100msec~1秒。

在步骤506中,通过激活x射线源并使x射线指向样本来开始测量。在步骤508中,测量继续进行,使得将检测器响应信号s-10和校准脉冲信号s-12这两者输入至放大器18,随后输入至处理用adc22和脉冲鉴别器28。在步骤510中,脉冲鉴别器28将校准脉冲和检测器响应分别分离为鉴别出的校准值s-28a和鉴别出的响应值s-28b。在步骤512中,计算校准比24,并且在进行平均的平均时间之后,将利用符号<g>表示的更新增益值s-24提供至能量标度校正部26。在步骤514中,能量标度校正部26使用步骤512中所得出的<g>的值来将能量标度更新为能量标度的最近更新值。在步骤516中,检查测量是否完成。如果测量没有完成,则处理50循环回至步骤508并且测量不中断地继续。

应当注意,步骤508~步骤516所需的时间几乎完全取决于平均时间,其中在本实施例中该平均时间约为100msec。结果,贯穿测量,每100msec更新能量校准。在实施例中,脉冲发生器12的脉冲频率可以为50khz,这与如结合图4所述的处理40中所使用的脉冲频率相比是1/10。在处理50中使用更低的校准脉冲频率的原因是:由于同时处理校准脉冲和检测器信号这两者,因此存在校准脉冲和检测器信号在时间上如此紧密地一致而使得可能无法区分这两者的风险。可以通过降低校准脉冲频率来降低这种紧密一致的概率。然而,在50khz的频率处,在100msec内对5,000个脉冲进行平均,其中该100msec足以获得可靠的更新增益值s-24以供在下一100msec的测量间隔内使用。

如果在步骤516中测量完成,则在步骤518中仪器准备好进行下一测量,并且处理循环回至步骤502处的开始。

应当注意,处理50的同时校准方法对于x射线计数率低的测量而言特别有用。这种测量很长,并且频繁的校准对于确保考虑到测量过程中的增益漂移而言至关重要。

如上所述,图1和2中的电路1a和1b以及图4和5中的处理40和50全部与放大和数字化电子器件的整体增益的校准有关。然而,没有考虑到非线性影响。现在参考图6,并且继续参考图1,在图6中示出例示非线性对示例性检测器响应信号63的影响的图,其中在电荷敏感前置放大器电压为v1时,x射线到达检测器10。检测器响应信号s-10中的阶跃函数增量代表x射线的能量e。

在放大电压值s-22相对于检测器响应信号s-10的图上,利用线64和65分别示出在x射线到达之前和之后的检测器响应信号s-10的电压(分别为v1和v1+e)。线61示出完全线性的放大和数字化电子系统的行为,其中增益g等于如图所示的线的斜率。然而,如果增益不是线性的,则利用线62的斜率来表示实际增益,并且尽管线61的斜率是线62的斜率的平均,但线62上的任何特定点处的斜率均可能与线61的斜率不同,因此增益可能不同。

在图6的上部所示的增益相对于检测器响应信号s-10的图中,线66是线61的斜率且表示完全线性系统的恒定增益,并且线68是线62的斜率且表示非线性系统的不断变化的增益。线66是线68的平均值。量<δg>表示线性增益和非线性增益之间的差,并且要理解,<δg>是检测器响应信号s-10的变化函数。

应当注意,为了清楚地例示非线性的影响,线62与线性增益线61的偏差和线68与线66的偏差相对于可用电子系统的实际非线性已被大幅放大。同样,阶跃函数e的大小相对于检测器响应信号s-10和放大电压值s-22的整体范围已被大幅放大。

表示由于检测器响应信号63所引起的检测器响应信号s-10的变化的线64和65分别在线64b和65b处与线61相交。线64和65分别在线64a和65a处与线62相交。如果电子系统增益呈线性(对应于线61),则利用由符号<ge>l表示的线65b和64b的值之间的差来给出放大电压值s-22的变化。另一方面,如果电子系统增益呈非线性(对应于线62),则利用由符号<ge>nl表示的线65a和64a的值之间的差来给出放大电压值s-22的变化。可以看出,<ge>nl小于<ge>l,并且这是因为在图的相关部分中,线62的斜率小于线61的斜率。然而,如果输出电压v1不同,则线61和62的斜率可能不同,并且在一些情形中,<ge>nl可能大于<ge>l。

图7是示出通过使用校准脉冲信号来校准非线性影响的解决方案的图。为了对非线性影响进行校准,使用以下结合图8所述的电路1c来将脉冲注入到放大和数字化系统中。在图7所示的校准脉冲信号s-12相对于放大电压值s-22的图中,非线性响应线62与如图6所示的检测器响应信号s-10相对于放大电压值s-22的图的情况相同。这是因为,校准脉冲和检测器响应信号被注入到相同的放大和数字化系统中,因此非线性增益影响不变。

图7示出在不同时间(分别为t和t’)注入到放大和数字化系统中的两个示例性校准脉冲73和73’。脉冲73和73’分别具有下限脉冲电压v1、v1’和上限脉冲电压v2、v2’。脉冲73和73’具有相同的脉冲高度p,这意味着v2–v1=v2’–v1’=p。在校准脉冲信号s-12相对于放大电压值s-22的图上,利用线74、74’和75、75’来分别表示下限电压v1、v1’和上限电压v2、v2’。线74和75分别在线74a和75a处与线62相交,并且由于脉冲73所引起的放大电压值s-22的变化是利用符号<gp>表示的线74a和75a上的值之间的差。线74’和75’分别在线74a’和75a’处与线62相交,并且由于脉冲73’所引起的放大电压值s-22的变化是利用符号<g’p>表示的线74a’和74b’上的值之间的差。应当注意,g是脉冲73的电压为v1和v2的情况下的放大和数字化系统的增益,g’是脉冲73’的电压为v1’和v2’的情况下的放大和数字化系统的增益,并且g和g’由于系统的非线性而有所不同。还注意,实际上,脉冲高度p相对于检测器响应信号s-10和放大电压值s-22的整个范围而言非常小。因此,可以假定线62针对这种小范围呈线性,因此在电压v1和v2之间或者在电压v1’和v2’之间,不存在增益的变化。

图8是电路1c的示意例示,其中该电路1c是图1所示的电路1a的替代实施例,并且用于在制造校准阶段期间对非线性进行一次校准。非线性的该校准处理放大器18和adc22这两者所呈现的固有非线性,并且在制造级仅进行一次。

还应当注意,图6~10中的关于针对非线性的校准的说明是与关于图1~5所描述的板上仪器增益校准相独立的改进校准处理。非线性校准的结果优选是各仪器特有且可由各特定仪器在该仪器的整个寿命期间使用的(以下所述的)查找表。

图8示出作为与图1和2所示的脉冲发生器相同的脉冲发生器的脉冲发生器12,其中该脉冲发生器12包括低电平数模转换器(dac)82、高电平dac84和脉冲发生器切换器86。脉冲电压控制器87产生较低脉冲电压值<v1>和较高脉冲电压值<v2>。将较低脉冲电压值<v1>输入至低电平dac82,并且经由信号s-14a使用参考电压14作为较低脉冲电压值<v1>的参考,dac82在信号s-82处产生较低脉冲电压v1。将较高脉冲电压值<v2>输入至高电平dac84,并且经由信号s-14a使用参考电压14作为较高脉冲电压值<v2>的参考,dac84在信号s-84处产生较高脉冲电压v2。将信号s-82和s-84输入至按操作者定义频率进行工作的脉冲发生器切换器86,以使该脉冲发生器切换器86的输出在信号s-82和s-84之间切换,由此在信号s-12处产生具有较低脉冲电压v1和较高脉冲电压v2的脉冲。

信号s-12与同图1的电路1a和图2的电路1b有关地论述的校准脉冲信号s-12相同。电路1c的其余部分以与电路1a和1b相同的方式进行工作,即,将校准脉冲信号s-12输入至放大器18和处理用adc22,并且还将校准脉冲信号s-12输入至参考用adc16。利用校准比计算部24计算校准比,并且在平均时间之后,输出作为与较低脉冲电压v1和较高脉冲电压v2相对应的增益的、利用符号<g>表示的增益值s-24。将增益值s-24和v1的值输入至查找表生成器88。然后,如以下结合图9所述,脉冲电压控制器87改变较低脉冲电压v1的值,并且校准比计算部24计算由于电子增益的非线性因而可能不同于先前值的新的增益值s-24。将v1和增益值s-24的新的值输入至查找表生成器88。这样,通过改变v1的值并且计算增益值s-24的相应值,查找表生成器88可以构建增益值s-24和v1的相应值的表,其中该表涵盖放大电压值s-22的完整范围并且包含如期望那么多的校准点。在针对期望校准点的数据获取已完成的情况下,查找表生成器88计算所有校准点的平均增益值,并且将该表转换成针对各校准点的增益值与平均增益值之间的差<δg>的表。因此,查找表生成器88的最终结果是包括<δg>的多个值和v1的相应值的表。

应当注意,在将切换器20设置为校准模式并且添加了脉冲电压控制器87和查找表生成器88的情况下,电路1c等效于电路1a。在省略了检测器响应信号s-10并且添加了脉冲电压控制器87和查找表生成器88的情况下,电路1c还等效于电路1b。因此,通过添加脉冲电压控制器87和查找表生成器88,电路1c可用于进行非线性的校准,而与x射线仪器是配置有电路1a还是电路1b无关。注意,在图8中存在检测器10,但该检测器10在非线性的校准期间不工作。

图9示出作为脉冲电压控制器87和脉冲发生器12所产生的用来校准非线性的一系列脉冲序列的校准脉冲信号s-12的实施例。脉冲序列92包括如下脉冲,其中这些脉冲具有较低脉冲电压v1、较高脉冲电压v2和脉冲高度p并且持续校准时间t0。在电路1c中使用脉冲序列92的情况下,校准比计算部24针对时间t0对校准比进行平均,以产生表示为<g>的较低脉冲电压v1处的增益值s-24。在实施例中,校准时间t0是100msec并且脉冲频率是50khz,使得脉冲序列92包括5,000个脉冲。在脉冲序列92之后是脉冲序列92’,其中该脉冲序列92’包括如下脉冲,其中这些脉冲具有较低脉冲电压v1’、较高脉冲电压v2’和脉冲高度p并且持续校准时间t0。在电路1c中使用脉冲序列92’的情况下,校准比计算部24针对时间t0对校准比进行平均,以产生表示为<g’>的较低脉冲电压v1’处的增益值s-24。在脉冲序列92’之后是脉冲序列92”,其中该脉冲序列92”包括如下脉冲,其中这些脉冲具有较低脉冲电压v1”、较高脉冲电压v2”和脉冲高度p并且持续校准时间t0。在电路1c中使用脉冲序列92”的情况下,校准比计算部24针对时间t0对校准比进行平均,以产生表示为<g”>的较低脉冲电压v1”处的增益值s-24。增益值<g>、<g’>和<g”>分别是不同的较低脉冲电压v1、v1’和v1”处的增益的测量值,因此这些增益测量值考虑到增益相对于输入电压的非线性。

将增益值<g>、<g’>和<g”>和相应的较低脉冲电压值<v1>、<v1’>和<v1”>输入至如图8所示的查找表生成器88。在图9中仅示出三个不同的较低电压和相应的增益值,但根据本发明可以获得的相对应的较低电压和增益值的数量不限。通过持续使较低脉冲电压针对检测器响应信号s-10的预期变化的整个范围按小增量改变,由放大和数字化系统的非线性增益特性形成校准映射。实际上,校准针对仪器的整个范围再现如图6和7所示的线62和68。

在输入来自检测器响应信号s-10的仪器的后续操作中,能量标度校正部26使用来自查找表生成器88的表而考虑到由于电荷敏感前置放大器的不同输出电平所引起的非线性。参考图1和2,可以看出,利用符号<g>表示的增益值s-24没有经受非线性变化,这是因为来自脉冲发生器12的脉冲的较低脉冲电压没有改变。然而,利用符号<ge>表示的放大电压值s-22经受依赖于与检测器10相关联的电荷敏感前置放大器的输出电压的非线性变化。因此,能量标度校正部使用等式(2)的以下变形来校正x射线的能量<e>:

其中,δg是根据接收到x射线时电荷敏感前置放大器的电压v1从查找表生成器88中的表得出的。

在图9所示的脉冲序列92、92’和92”中,脉冲高度p保持恒定。然而,除依赖于较低脉冲电压外,放大和数字化系统的非线性增益还可以依赖于脉冲高度。图10示出校准脉冲信号s-12的替代实施例,其中该校准脉冲信号s-12包括全部具有相同的较低脉冲电压v1但分别具有不同的脉冲高度p1、p2和p3的脉冲序列96、97和98。在实施例中,p1可以表示预期检测器响应信号s-10的电压范围的底部附近的脉冲高度,p3可以表示预期检测器响应信号s-10的电压范围的顶部附近的脉冲高度,并且p2可以表示约中间范围的脉冲高度。在脉冲序列96、97和98之后是脉冲序列96’、97’和98’,其中这些脉冲序列96’、97’和98’全部具有相同的较低脉冲电压v1’,并且分别具有脉冲高度p1、p2和p3。以与结合图9所述相同的方式,通过持续使较低脉冲电压针对检测器响应信号s-10的预期变化的整个范围按小增量改变,由放大和数字化系统的非线性增益特性形成校准映射。然而,对于图10的脉冲序列,针对较低脉冲电压的各值,存在三个增益值,其中这三个增益值各自针对低脉冲高度、中脉冲高度和高脉冲高度。实际上,校准针对仪器的整个范围产生如图6和7所示的线62和68的三个版本,并且可以通过在针对低脉冲高度、中脉冲高度和高脉冲高度所测量到的校准数据之间进行外推来确定针对任何脉冲高度的正确校准。在输入来自检测器响应信号s-10的仪器的后续操作中,考虑到由于电荷敏感前置放大器的不同输出电平以及由于不同的x射线能量这两者所引起的非线性。

应当注意,由于非线性对温度的依赖性弱,因此仅需要针对仪器非线性的一次校准。可以在将仪器交付给客户之前在工厂中方便地进行该校准。另一方面,仪器的实际增益经受漂移,并且需要应用这里结合图1~5所述的增益校准方法。参考图6,图1~5的增益校准方法被设计成校正线61的斜率或线61的水平,而结合图6~10所述的非线性校准是线62相对于线61的偏差、或者等效地是线68相对于线66的偏差<δg>的确定。可以以良好的准确度假定:即使在线61的斜率改变时,线62相对于线61的偏差也保持恒定。在操作期间发生增益漂移的情况下,随着增益改变,线62绕着图的原点枢转,但线62的形状不变。同样,可以以良好的准确度假定:即使在线66的水平改变时,线68相对于线66的偏差也保持恒定。在操作期间发生增益漂移的情况下,随着增益改变,线66在图中向上向下移动,但线66的形状不变。

如结合图6~10所述的用以校准放大和数字化电路的非线性的能力是本发明的重要新颖方面。

另一新颖方面是如结合图4和5所述的将非线性校准与系统增益的自动校准相组合。

又一新颖方面是使用单个共用参考电压14作为处理用adc22、参考用adc16以及低电平dac82和高电平dac84这两者所用的电压参考。

尽管已经与本发明的特定实施例有关地说明了本发明,但可以理解,可以基于本发明的教导设想各种设计,并且所有这些设计均在本发明的范围内。

当前第1页1 2 
网友询问留言 已有0条留言
  • 还没有人留言评论。精彩留言会获得点赞!
1