一种用于毫米波车载雷达系统的发射芯片的制作方法

本实用新型涉及射频/毫米波芯片设计技术、汽车雷达系统前端电路等领域，具体的说，是一种用于毫米波车载雷达系统的发射芯片。

背景技术：

雷达按照电磁波辐射能量的特点可以分为脉冲雷达和连续波雷达。和脉冲雷达相比，连续波雷达发射功率随时间无明显变化，更容易和射频前端兼容，结构简单因而成本较低，成为汽车前视雷达的主流技术。调频连续波(FMCW) 雷达系统包括天线、射频收发前端、信号处理模块、报警装置和汽车控制单元。雷达利用电磁波发射后遇到障碍物反射的回波信号对其不断检测，射频收发前端通过天线接收回波信号并与发射信号进行差频处理，再送至后级信号处理模块，根据中频信号来探测目标的相对速度和距离等信息，向司机发出报警，使司机及时作出反应，同时雷达输出信号到达汽车控制单元，根据情况自动进行刹车或者减速，保证行车安全。

FMCW雷达发射连续调制信号，信号频率在时域中按照调制电压的规律线性上升或者下降，常用的调制信号包括方波信号、锯齿波信号以及三角波信号等。图1为采用三角波调制形式的FMCW雷达测距原理示意图，上图为发射信号与接收信号的波形，下图为混频以后产生的中频信号。调频信号中心频率为f_o，T_c为调频信号周期、B_c为调频带宽。信号上升过程，发射信号与接收信号的差频频率表示为f_bup；信号下降过程，发射信号与接收信号的差频频率表示为f_bdn。当目标处于静止状态，发射信号经过ΔT时间延迟被雷达接收，ΔT＝2R/c,式中 c为光速，R为雷达与目标之间的距离。此时上升和下降过程差频频率 f_bup＝f_bdn＝f_r1＝f₁-f₂,雷达与目标物体之间的距离R＝c·T_c·f_r1/4B_c。如果目标正在移动，则反射信号包含一个由目标相对运动所引起的多普勒频移f_d。f_d＝2V_r·f_o/c， V_r为相对运动速度，多普勒频移会使得差频信号在上升和下降过程产生变化，其中信号上升过程的差频信号f_bup＝f_r2-f_d，信号下降过程的差频信号f_bdn＝f_r2+f_d，因此可以计算出雷达与目标相对速度V_r＝c·(f_bdn-f_bup)/4f_o，当目标正在靠近雷达时，相对速度取值为正；当目标远离雷达时，相对速度取值为负。基于距离R 和相对速度V_r公式，可以进一步确定雷达系统处理距离和相对速度的分辨率。

目标的检测主要通过雷达发射和接收的波束决定。通过集成多个天线、多个收发通道以及数字信号处理实现的数字波束形成系统，可以完成多路信号的处理，扩宽雷达监测的角度。此外，毫米波车载雷达系统还需要满足不同距离的应用要求，其中76GHz～77GHz频段用于远距离检测、77GHz～81GHz频段用于近距离检测，从而实现高精度数字波束形成系统。

射频收发前端是雷达系统的核心模块。发射信号由发射机内部集成的压控振荡器在调制信号的作用下产生，其输出信号一部分经过功率放大器放大输出，一部分作为接收机本振信号与目标反射的回波信号进行混频。发射信号的幅度和相位噪声会影响信号频谱和噪声底板。相位噪声增加混频以后的中频信号噪声谱密度，降低雷达系统整体的信噪比。当应用在多个目标检测时，过高的相位噪声有可能使得远处部分目标反射产生的中频信号被位于雷达附近目标产生的更高功率的中频信号噪声边带所覆盖，导致系统无法将这些目标区分开来。

现有的车载毫米波雷达发射芯片方案分为两种。一种采用分离器件的形式，通过单独的压控振荡器、倍频器以及功率放大器芯片实现调制信号的发射，该方案集成度较低、不利于汽车雷达小型化的需求。另一种方案采用全集成的形式，所有功能单元均在芯片内部实现。已有的覆盖76GHz～81GHz频段发射芯片方案需要采用两个压控振荡器分别实现远距离和近距离频段，芯片设计方案仍然较为复杂，需要增加巴伦、功率合成器等额外的电路配合两个振荡器共同工作，使得芯片面积较大，功耗也随之增加。

技术实现要素：

本实用新型的目的是为了克服现有技术的不足，提供一种适用于远距离和近距离检测的车载毫米波雷达的发射芯片，该芯片基于晶体管截止频率 f_T＝200GHz的SiGe BiCMOS工艺，结合雷达系统的接收芯片共同完成76GHz～ 81GHz频段收发信号的处理，通过集成低相位噪声的宽带压控振荡器和高输出功率放大器，实现发射芯片全集成、高性能、低成本和小型化。

一种用于毫米波车载雷达系统的发射芯片，包括与压控振荡器连接的、用于控制提供基频和二倍频两路信号的细调谐电压输入接口和粗调谐电压输入接口，所述压控振荡器还依次连接有第一缓冲器、第三功率放大器、第一巴伦，所述第一巴伦还连接有本振信号输出端口；所述第一缓冲器还连接有十六分频器，十六分频器连接射频信号输出端口；所述压控振荡器还依次连接有第二缓冲器、第二巴伦、功分器，所述功分器还分别连接有第一功率放大器和第二功率放大器，所述第一功率放大器、第二功率放大器分别和第一信号发射端口、第二信号发射端口连接。

具体地，第一功率放大器和第二功率放大器皆为多级级联功率放大器，所述第一功率放大器与第二功率放大器结构相同，皆包括三级级联的差分共射共基放大器。

具体地，所述压控振荡器包括晶体管T1、T2，晶体管T1、T2的基极之间连接有第一细调谐电容支路，晶体管T1、T2发射极之间连接有第二细调谐电容支路和粗调谐电容支路。第二细调谐电容支路的两端分别和粗调谐电容支路的两端连接。

进一步地，所述第一细调谐电容支路包括电阻R5、R6，变容二极管CVAR5、 CVAR6和电容C7、C8。电阻R5、R6分别与变容二极管CVAR5和CVAR6连接并接入电容C7、C8的一端，电容C7、C8的另一端分别与晶体管T1、T2的基极连接。变容二极管CVAR5和CVAR6的公共端连接细调谐电压输入接口，变容二极管 CVAR5和CVAR6另一端分别通过电阻R5和R6连接低电平VSS；细调谐电压输入接口给电路提供细调谐电压。

所述第二细调谐电容支路包括电阻R1、R2，变容二极管CVAR1、CVAR2和电容C3、C4，电阻R1、R2分别与变容二极管CVAR1、CVAR2连接并接入电容C3、 C4的一端，电容C3、C4的另一端分别与晶体管T1、T2的发射极连接。变容二极管CVAR1和CVAR2公共端同样连接细调谐电压输入接口，另一端分别通过电阻R1和R2连接低电平VSS；所述晶体管T1、T2的基极之间还通过传输线L1、 L2连接，传输线L1、L2之间还连接有偏置电压接口，接收偏置电压；所述晶体管T1的基极和发射极之间还连接有电容C1，晶体管T2的基极和发射极之间还连接有电容C2。

所述粗调谐电容支路包括电阻R3、R4，变容二极管CVAR3、CVAR4和电容 C5、C6，电阻R3、R4分别与变容二极管CVAR3、CVAR4连接并接入电容C5、C6 的一端，电容C5、C6的另一端分别与晶体管T1、T2的发射极连接。变容二极管CVAR3、CVAR4公共端连接粗调谐电压输入接口，另一端分别通过电阻R3和 R4连接低电平VSS。

所述晶体管T1、T2的发射极之间还通过传输线L3、L4形成通路，所述传输线L3、L4的一端通过传输线L11、电阻R7连接到低电平VSS，晶体管T1、T2 的集电极之间连接有依次连接的传输线L5、L7、L8、L6，电容C9的一端连接在传输线L5、L7之间，电容C9的另一端连接在传输线L8、L6之间，所述晶体管T1、T2的集电极分别连接传输线L5、L6的一端，所述传输线L7、L8的公共端还通过传输线L9连接电源VCC。

具体地，所述第一缓冲器与第二缓冲器结构相同，所述第一缓冲器包括晶体管T3、T4，输入信号分别经隔直电容C12、C13输送给晶体管T3、T4基极，晶体管T3、T4基极分别连接R8、R9后相连；晶体管T3、T4集电极连接到电源 VCC。晶体管T3发射极连接电阻R10的一端和晶体管T5基极，晶体管T4发射极连接电阻R11的一端和晶体管T6基极，电阻R10和R11另一端连接到低电平 VSS；晶体管T5集电极通过传输线L13连接晶体管T7发射极，晶体管T6集电极通过传输线L14连接晶体管T8发射极，晶体管T5、T6发射极相连经传输线 L19和电阻R12接地，晶体管T7和T8基极连接接收偏置电压，晶体管T7、T8 集电极分别通过传输线L15、L16连接到电源VCC，晶体管T7、T8集电极还分别经传输线L17和L18连接到缓冲器输出端口。

具体地，发射芯片的第一功率放大器前两级差分共射共基放大器的结构相同，包括晶体管T9、T10，偏置电压通过传输线L27和L28连接到晶体管T9、 T10基极；输入信号通过传输线L22、L23、L25传输给晶体管T9基极；输入信号还通过传输线L22、电容C15、传输线L26连接到晶体管T10基极；传输线L23、 L25之间通过电容C14连接到地；电容C15、传输线L26之间通过传输线L24连接到地；晶体管T9、T10发射极相连后通过传输线L29、电阻R13连接到地；晶体管T9、T10集电极分别通过传输线L30、L31连接到晶体管T11、T12发射极，晶体管T11、T12基极相连后接收偏置电压，晶体管T11、T12集电极分别通过传输线L32、L33连接到电源VCC，所述晶体管T11、T12集电极还分别通过传输线L35、L34输出信号。

具体地，第三级差分共射共基放大器包括晶体管T13、T14,偏置电压通过传输线L36、L37连接到晶体管T13和T14基极，输入信号分别输入到晶体管T13、 T14基极，晶体管T13、T14发射极通过传输线L38、电阻R14接地；晶体管T13 集电极通过传输线L39、L41连接到电源VCC，晶体管T14集电极通过传输线L40、 L42连接到电源VCC；晶体管T13集电极还通过传输线L39、电容C16、传输线 L43连接到晶体管T15发射极；晶体管T14集电极还通过传输线L40、电容C17、传输线L44连接到晶体管T16发射极；晶体管T15、T16发射极分别通过传输线 L46、L47连接后经传输线L45、电阻R15连接到地；晶体管T15集电极通过传输线L48、L50连接到电源VCC，晶体管T16集电极通过传输线L49、L51连接到电源VCC；输出信号分别由晶体管T15、T16集电极通过传输线L48、L49输出；晶体管T15、T16基极连接接收偏置电压。

具体地，所述十六分频器由四级级联的二分频器组成，每级二分频器包括射频输入对晶体管、开关对晶体管、差分放大器以及源跟随器；晶体管T17、T18 形成射频输入对晶体管，晶体管T17、T18基极分别连接接收输入信号，偏置电压经电阻R16和R17连接到晶体管T17、T18基极，晶体管T17、T18发射极经电阻R18连接到地；晶体管T17集电极经传输线L54、L52连接到电压VCC；晶体管T18集电极经传输线L55、L53连接到电压VCC。

晶体管T19、T20、T21、T22组成开关对晶体管，晶体管T19、T20发射极相连并通过传输线L60、L62、电阻R19连接到地；晶体管T21、T22发射极相连并通过传输线L61、L63、电阻R19连接到地；晶体管T19和T22集电极相连，晶体管T19、T22基极分别连接相位相反输入信号；晶体管T20、T21集电极相连，晶体管T20、T21基极同样分别连接相位相反的输入信号；晶体管T21、T22 发射极相连并通过传输线L61、L58、电容C18、传输线L56、L54连接到晶体管T17集电极；晶体管T19、T20发射极相连并通过传输线L60、L59、电容C19、传输线L57、L55连接到晶体管T18集电极。

差分放大器包括晶体管T23、T24，晶体管T23、T24发射极相连并通过电阻 R24连接到地，晶体管T23基极、集电极之间连接有电阻R20，晶体管T24基极、集电极之间连接有电阻R21，晶体管T23、T24集电极分别通过电阻R22、R23连接到电源VCC；晶体管T23基极分别连接有晶体管T19、T22集电极，晶体管T24 基极分别连接有晶体管T20、T21集电极。

晶体管T25、T26、T27、T28组成源跟随器，晶体管T25、T26、T27、T28 发射极分别通过电阻R25、R26、R27、R28连接到地；晶体管T25、T26、T27、 T28集电极连接到电源VCC。T25、T26基极分别通过电阻R23、R22连接到电源 VCC。晶体管T27、T28发射极分别连接相位相反输出信号端口；晶体管T25发射极连接晶体管T27基极，晶体管T27发射极反馈连接到晶体管T19和T21基极；晶体管T26发射极连接晶体管T28基极，晶体管T28发射极反馈连接到晶体管T20和T22基极。

本实用新型与现有技术相比，具有以下优点及有益效果：

(1)本实用新型采用SiGe BiCMOS工艺，设计了与雷达系统的接收芯片共同完成76GHz～81GHz频段收发信号处理的发射芯片。

(2)本实用新型集成低相位噪声的宽带压控振荡器和高输出功率放大器，实现发射芯片全集成、高性能、低成本和小型化。

(3)本实用新型效果突出，值得大规模推广使用。

附图说明

图1为FMCW雷达测距原理示意图。

图2为实施例1的结构示意图。

图3为实施例2的电路原理图。

图4为Colpitts三点式振荡器工作原理图。

图5为实施例3的电路原理图。

图6为实施例4的电路原理图。

图7为实施例5中第一功率放大器、第二功率放大器前两级电路的电路原理图。

图8为实施例5中第一功率放大器、第二功率放大器第三级电路的电路原理图。

图9为实施例6的电路原理图。

其中，附图标记如下所示：1-压控振荡器，2-第一缓冲器，3-第三功率放大器，4-第一巴伦，5-十六分频器，6-第二缓冲器，7-第二巴伦，8-功分器， 9-第二功率放大器，10-第一功率放大器，11-功率检测器，12-温度传感器，13- 细调谐电压输入接口，14-粗调谐电压输入接口，15-本振信号输出端口，16-射频信号输出端口，17-第一信号发射端口，18-第二信号发射端口。

具体实施方式

下面结合实施例对本实用新型作进一步地详细说明，但本实用新型的实施方式不限于此。

实施例1

如图2所示，一种用于毫米波车载雷达系统的发射芯片，包括所述与压控振荡器1连接的、用于控制提供基频和二倍频两路信号的细调谐电压输入接口 (FINE)13和粗调谐电压输入接口(COARSE)14，所述压控振荡器还依次连接有第一缓冲器2、第三功率放大器3、第一巴伦4，所述第一巴伦还连接有本振信号输出端口(LOout)15。所述第三功率放大器3为中等增益功率放大器。

所述第一缓冲器还连接有十六分频器5，十六分频器还连接有射频信号输出端口(DIVout)16。

值得特别说明的是，基频信号输出频率为38GHz～40.5GHz，一部分基频信号通过第三功率放大器放大后经第一巴伦转为单端输出，为雷达系统的接收芯片提供本振信号。另一部分基频信号经过十六分频器在DIVout产生2.4GHz左右的频率，作为外部锁相环的射频输入信号。

所述压控振荡器还依次连接有第二缓冲器6、第二巴伦7、功分器8，所述功分器还分别连接有第一功率放大器10和第二功率放大器9，所述第一功率放大器、第二功率放大器分别和第一信号发射端口(TXoutA)17、第二信号发射端口(TXoutB)18连接。

基频信号在压控振荡器内部进行倍频处理，输出76GHz～81GHz振荡信号，经过功分器转换成两路相同信号后分别由第一功率放大器、第二功率放大器放大输出，总共提供四路输出信号。所述第一功率放大器、第二功率放大器为多级级联的功率放大器。第一功率放大器、第二功率放大器分别通过第一信号发射端口和第二信号发射端口输出信号。第一功率放大器、第二功率放大器发射端口还连接有功率检测器11。功率检测器用于检测四路发射信号的大小。

所述芯片上还设有温度传感器12用于采集芯片的温度。

实施例2

本实施例与实施例1的区别在于，进一步地，如图3所示，在压控振荡器中，核心振荡电路工作在38GHz～40.5GHz频段，基频信号通过压控振荡器的端口Voutp@w和Voutn@w输出；结点A和B处产生二次谐波频率，经过倍频的基频信号通过压控振荡器的端口Voutp@2w和Voutn@2w输出；所述端口Voutp@w 和Voutn@w连接有第一缓冲器，所述端口Voutp@2w和Voutn@2w连接有第二缓冲器。

所述压控振荡器包括晶体管T1、T2，晶体管T1、T2的基极之间连接有第一细调谐电容支路，晶体管的发射极之间连接有第二细调谐电容支路和粗调谐电容支路。第二细调谐电容支路的两端分别和粗调谐电容支路的两端连接。

所述第一细调谐电容支路包括电阻R5、R6，变容二极管CVAR5、CVAR6和电容C7、C8。电阻R5、R6分别与变容二极管CVAR5和CVAR6连接并接入电容C7、 C8的一端，电容C7、C8的另一端分别与晶体管T1、T2的基极连接。变容二极管CVAR5和CVAR6的公共端连接细调谐电压输入接口，变容二极管CVAR5和CVAR6 另一端分别通过电阻R5和R6连接低电平VSS；细调谐电压输入接口给电路提供细调谐电压Vtune,fine。

所述第二细调谐电容支路包括电阻R1、R2，变容二极管CVAR1、CVAR2和电容C3、C4，电阻R1、R2分别与变容二极管CVAR1、CVAR2连接并接入电容C3、 C4的一端，电容C3、C4的另一端分别与晶体管T1、T2的发射极连接。变容二极管CVAR1和CVAR2公共端同样连接细调谐电压输入接口，另一端分别通过电阻R1和R2连接低电平VSS；所述晶体管T1、T2的基极之间还通过传输线L1、 L2连接，传输线L1、L2之间还连接有偏置电压接口，接收偏置电压；所述晶体管T1的基极和发射极之间还连接有电容C1，晶体管T2的基极和发射极之间还连接有电容C2。

所述粗调谐电容支路包括电阻R3、R4，变容二极管CVAR3、CVAR4和电容 C5、C6，电阻R3、R4分别与变容二极管CVAR3、CVAR4连接并接入电容C5、C6 的一端，电容C5、C6的另一端分别与晶体管T1、T2的发射极连接。变容二极管CVAR3、CVAR4公共端连接粗调谐电压输入接口，另一端分别通过电阻R3和 R4连接低电平VSS。由于压控振荡器振荡频率随温度升高而逐渐降低，减少了可以使用的调谐电压范围，因此通过引入粗调谐电容支路可以补偿频率随温度的变化。当温度升高，变容二极管CVAR3和CVAR4容值减小；温度降低，变容二极管CVAR3和CVAR4容值增加，从而保证振荡频率在整个工作温度范围内保持相对稳定。此外，通过接收粗调谐电压输入接口输入的粗调谐电压 Vtune,coarse设置不同偏置电压，可以调节压控振荡器振荡的中心频率。

本实施例的压控振荡器是根据如图4所示的Colpitts三点式振荡器工作原理设计的。根据Colpitts三点式振荡器工作原理，振荡频率其中L为图3中与晶体管T1和T2基极连接的传输线L1、L2形成，输入电容Cin＝ Cb+(Cbe·Ce)/(Cbe+Ce)。为获得宽调谐范围，应增加Cbe/Ce比例以及减小Cb/Ce比例。Cbe/Ce比例可以通过增加晶体管T1、T2基极和发射极间电容 C1、C2而提高，Cb/Ce比例可以通过增大晶体管发射极的调谐可变电容而减小。但是电容C1、C2继续增大会使得频率调谐范围达到饱和同时增加压控振荡器相位噪声；发射极调谐可变电容的增加又会降低Cbe/Ce比例，减小整体调谐范围。通过在晶体管T1、T2基极加入CVAR5和CVAR6组成的细调谐电容支路，由于不受电容C1、C2的影响，可以有效提高压控振荡器输出频率范围。

电容C1、C3、C5的一端连接输出端口Voutp@w，电容C2、C4、C6的一端连接输出端口Voutn@w。

所述晶体管T1、T2的发射极之间还通过传输线L3、L4形成通路，所述传输线L3、L4为工作在基频频率w，波长为λ/4的传输线，传输线L3、L4用于在B结点产生二次谐波2w，并在晶体管T1、T2发射极与B结点之间形成高阻通路，减小谐振网络Q值损耗，提高压控振荡器振荡幅度，优化相位噪声性能。所述传输线L3、L4的一端通过传输线L11、电阻R7连接到低电平VSS，所述传输线L3、L4的一端还通过传输线L12、电容C11连接输出端口Voutn@2w。

晶体管T1、T2的集电极之间连接有传输线L5、L6、L7、L8、电容C9构成的匹配电路。上述匹配电路中，传输线L5、L7、L8、L6依次连接，电容C9的一端连接在传输线L5、L7之间，电容C9的另一端连接在传输线L8、L6之间，所述晶体管T1、T2的集电极分别连接传输线L5、L6的一端，所述传输线L7、 L8的公共端还通过传输线L9连接电源VCC，所述传输线L7、L8公共端还通过传输线L10、电容C10连接输出端口Voutp@2w。

由传输线L5～L8以及电容C9组成的匹配电路连接晶体管T1、T2的集电极与A结点，在A结点处产生二次谐波2w。工作在二倍谐振频率2w，波长为λ/4 的传输线L9和L11作为扼流电感用于在A、B结点提供直流偏置。由于谐振腔传输线存在相移，A、B两点信号相位不能达到180相位差，需要选取不同长度传输线L10和L12进行相位调节，最终通过电容C10和C11输出二倍基频振荡信号。

本实施例中，w指38GHz～40.5GHz，2w指76GHz～81GHz。

实施例3

如图5所示，所述第一缓冲器和第二缓冲器皆包含源跟随器和共射共基极电路，用于减小后级负载对压控振荡器性能的影响，同时提供足够的输出信号摆幅，电路结构如图5所示。输入信号Vinp和Vinn分别经隔直电容C12、C13 输送给晶体管T3、T4基极，晶体管T3、T4基极分别连接R8、R9后相连；其中电阻R8、R9用于提供偏置电压Vb1。晶体管T3、T4集电极连接到电源VCC。晶体管T3发射极连接电阻R10的一端和晶体管T5基极，晶体管T4发射极连接电阻R11的一端和晶体管T6基极，电阻R10和R11另一端连接到低电平VSS。晶体管T5集电极通过传输线L13连接晶体管T7发射极，晶体管T6集电极通过传输线L14连接晶体管T8发射极，晶体管T5和T6发射极相连经传输线L19和电阻R12接地，其中传输线L13、L14用于共射和共基晶体管级间匹配，提高增益；传输线L19用于获得高阻抗电流源特性，增强共模抑制能力。晶体管T7和T8 基极连接接收偏置电压Vb2，晶体管T7、T8集电极分别通过波长皆为λ/4的传输线L15、L16连接到电源VCC，晶体管T7、T8集电极还分别经传输线L17和 L18连接到缓冲器输出端口Voutn和Voutp。

实施例4

本实施例与实施例1的区别在于，进一步地，为提高系统集成度，发射芯片内部的功分器采用wilkinson功率分配器，产生两条信号发射支路，结构如图6所示。输入与输出传输线特征阻抗均为Z0，输入传输线分别通过特征阻抗为波长为λ/4传输线L20、L21和两个输出传输线连接，传输线L20、 L21用于实现阻抗转换。两条输出传输线的输出端口D、E之间通过电阻R进行隔离以及匹配，R＝2Z0。由于电路对称，当信号从输入传输线的输入端口C输入，在输出端口D、E会产生大小相等、相位相同的两路信号，D、E两端信号输出功率PD＝PE＝PA-3dB。

实施例5

本实施例与实施例1的区别在于，进一步地，毫米波频段晶体管增益受到很大限制，因此为了满足车载雷达应用对于发射功率的要求，发射芯片的第一功率放大器和第二功率放大器通过三级级联的差分共射共基放大器实现，前两级采用相同的结构，前两级放大器电路如图7所示，电压Vb1通过波长为λ/4 的传输线L27和L28连接到晶体管T9、T10基极；输入信号Vin通过传输线L22、 L23、L25连接到晶体管T9基极；输入信号Vin还通过传输线L22、电容C15、传输线L26连接到晶体管T10基极。传输线L23、L25之间通过电容C14连接低电平VSS(即连接到地)。电容C15、传输线L26之间通过传输线L24连接到地。晶体管T9、T10发射极相连后通过传输线L29、电阻R13连接到地。晶体管T9、 T10集电极分别通过传输线L30、L31连接到晶体管T11、T12发射极，晶体管 T11、T12基极相连后接收电压Vb2，晶体管T11、T12集电极分别通过传输线L32、 L33连接到电源VCC，所述晶体管T11、T12集电极还分别通过传输线L35、L34 输出信号Voutn、Voutp。

传输线L23、L24以及电容C14、C15组成的LC_Balun结构产生±90度相移，将前级功分器输出的单端信号转换为差分信号，传输线L29、L32和电阻R13为晶体管T9和T11构成的共射共基极支路提供直流通路，传输线L29、L33和电阻R13为晶体管T12和T10构成的共射共基极支路提供直流通路，传输线L22、 L25、L26、L30、L31、L34、L35用于级间匹配。

第三级放大器结构如图8所示，电压Vb1通过传输线L36和L37连接到晶体管T13和T14基极，输入信号vinp、vinn分别输入到晶体管T13、T14基极，晶体管T13、T14发射极通过传输线L38、电阻R14接地。晶体管T13集电极通过传输线L39、L41连接到电源VCC，晶体管T14集电极通过传输线L40、L42 连接到电源VCC。晶体管T13集电极还通过传输线L39、电容C16、传输线L43 连接到晶体管T15发射极；晶体管T14集电极还通过传输线L40、电容C17、传输线L44连接到晶体管T16发射极。晶体管T15、T16发射极分别通过传输线L46、 L47连接后经传输线L45、电阻R15连接到地。晶体管T15集电极通过传输线L48、 L50连接到电源VCC，晶体管T16集电极通过传输线L49、L51连接到电源VCC。输出信号voutp、voutn分别由晶体管T15、T16集电极通过传输线L48、L49输出。晶体管T15、T16基极连接电压Vb2。

共射级晶体管T13和T14与共基极晶体管T15和T16通过电容C16和C17 交流耦合，分别由电压Vb1和Vb2单独进行偏置。采用交流耦合的共射共基极电路可以使得晶体管T15和T16集电极获得更多的电压空间，从而有利于提高功率放大器输出功率。

实施例6

本实施例与实施例1的区别在于，进一步地，十六分频器基于Miller动态除二分频器结构级联实现，如图9所示，包括射频输入对晶体管、开关对晶体管、差分放大器以及源跟随器。晶体管T17、T18形成射频输入对晶体管，晶体管T17、T18基极分别连接输入信号Vinp、Vinn，电压Vb经电阻R16和R17 连接到晶体管T17、T18基极，为晶体管T17、T18提供基极偏置电压，晶体管 T17、T18发射极经电阻R18连接到地。晶体管T17经传输线L54、L52连接到电压VCC。晶体管T18经传输线L55、L53连接到电压VCC。

晶体管T19、T20、T21、T22组成开关对晶体管，晶体管T19、T20发射极相连并通过传输线L60、L62、电阻R19连接到地；晶体管T21、T22发射极相连并通过传输线L61、L63、电阻R19连接到地。电阻R19提供该开关对晶体管支路所需电流。晶体管T19和T22集电极相连，晶体管T19、T22基极分别连接相位相反输入信号Voutn、Voutp；晶体管T20、T21集电极相连，晶体管T20、T21 基极同样分别连接相位相反的输入信号Voutp、Voutn。晶体管T21、T22发射极相连并通过传输线L61、L58、电容C18、传输线L56、L54连接到晶体管T17集电极。晶体管T19、T20发射极相连并通过传输线L60、L59、电容C19、传输线 L57、L55连接到晶体管T18集电极。

差分放大器包括晶体管T23、T24，晶体管T23、T24发射极相连并通过电阻 R24连接到地，晶体管T23基极、集电极之间连接有电阻R20，晶体管T24基极、集电极之间连接有电阻R21，晶体管T23、T24集电极分别通过电阻R22、R23 连接到电源VCC。晶体管T23基极分别连接有晶体管T19、T22集电极，晶体管T24基极分别连接有晶体管T20、T21集电极。

开关对晶体管输出信号通过由电阻R20～R24以及晶体管T23和T24组成的差分放大器进行放大，同时利用放大器自身的有限增益带宽滤除混频后产生的杂波信号，保留除二分频频率成分。

晶体管T25、T26、T27、T28组成源跟随器，晶体管T25、T26、T27、T28 发射极分别通过电阻R25、R26、R27、R28连接到地。晶体管T25、T26、T27、 T28集电极连接到电源VCC。T25、T26基极分别通过电阻R23、R22连接到电源 VCC。晶体管T27、T28发射极分别连接相位相反输出信号端口。

晶体管T25～T28作为源跟随器将直流电平进行转换，同时更好的驱动后级负载。其中晶体管T25发射极连接晶体管T27基极，晶体管T27发射极反馈连接到晶体管T19和T21基极；晶体管T26发射极连接晶体管T28基极，晶体管 T28发射极反馈连接到晶体管T20和T22基极，电阻R25～R28分别与晶体管 T25～T28串联，产生直流通路，除二分频信号最终通过端口Voutp和Voutn输出。传输线L52、L53、L62、L63作为扼流电感，提供直流偏置，减少信号损耗；传输线L54～L61用于射频输入对和开关晶体管对级间匹配，提高工作频带处电压增益，电容C18、C19用于交流隔直。

以上所述，仅是本实用新型的较佳实施例，并非对本实用新型做任何形式上的限制，凡是依据本实用新型的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化，均落入本实用新型的保护范围之内。