一种用于激光雷达接收机的高通滤波器的制作方法

本发明属于激光雷达光电检测接收系统技术领域，具体涉及一种用于激光雷达接收机的高通滤波器。

背景技术：

随着科技的发展，激光雷达的应用范围越来越广泛，譬如汽车或航天器的导航与防撞、三维空间概貌扫描、气象侦测、地质检测等等。目前，无人驾驶汽车的各主要研究机构如谷歌、福特、百度等均采用扫描式激光雷达来收集数据；汽车高速行驶时，通过激光雷达实时扫描两车之间的距离和相对速度，为行车系统提供障碍物信息，可以降低事故发生的概率。

激光雷达利用激光发射器发出激光照射在被探测的物体上，由目标物反射回的激光回波被工作在线性模式的雪崩光电二极管接收并转换为电流信号，再由前端模拟接收器将雪崩光电二极管产生的脉冲电流线性地转换为电压信号，然后利用时间数字转化电路得出脉冲的飞行时间信息，或者由模数转换器采集回波脉冲的幅值，最后提供给后续的数字信号处理器做进一步处理。因为目标物的探测距离和表面反射率的不同，由目标物反射回的激光回波的强度变化范围非常大，因此要求激光雷达光电检测接收机的前级电路接收范围非常大且增益可动态调节，或采用多个复用的前端接收电路模块。当前级电路采用不同增益级或是不同工作模块时，前级电路的输出直流工作点是不一样的，需要通过高通滤波器的耦合以获得直流工作点一致的稳定输出。

在传统的高通滤波器中，请参见图1，图1为传统的rc高通滤波器拓扑结构示意图，在电容一端的直流电位发生阶跃突变时，另一极板的电位恢复时间为：

其中，r为电阻阻值，c为电容容值，n为电压恢复比(已恢复的电压幅度与阶跃变化的电压幅度的比值)。

对于激光雷达中高通滤波器的应用，由于r和c的值大，系统恢复时常数大，同时高探测精度要求高电压恢复比，因此造成传统高通滤波器的电位恢复时间极长，对于激光雷达检测和输出的连续性造成极大的影响。

技术实现要素：

为了解决现有技术中存在的上述问题，本发明提供了一种用于激光雷达接收机的高通滤波器。本发明要解决的技术问题通过以下技术方案实现：

本发明实施例提供了一种用于激光雷达接收机的高通滤波器，包括：

偏置电路，用于提供偏置信号；

高通滤波模块，连接所述偏置电路，用于处理所述偏置信号和前级电路提供的第一信号生成第二信号，输出所述第二信号至后级电路；

电荷补充模块，连接所述偏置电路，用于当所述第二信号发生变化时，为所述偏置电路与所述后级电路之间提供充电放电路径。

在本发明的一个实施例中，所述高通滤波模块包括：

电容，连接在所述前级电路和所述后级电路之间；

伪电阻，连接在所述偏置电路与所述后级电路之间。

在本发明的一个实施例中，所述伪电阻包括电位钳制模块、第一mos管(m1)和第二mos管(m2)，其中，

所述第一mos管(m1)的第一电极与所述后级电路连接，所述第一mos管(m1)的第二电极连接所述第二mos管(m2)的第三电极和所述电位钳制模块，所述第一mos管(m1)的栅极连接所述第二mos管(m2)的栅极和所述电位钳制模块；

所述第二mos管(m2)的第三电级连接所述电位钳制模块，所述第二mos管(m2)的第四电极与所述偏置电路连接，所述第二mos管(m2)的栅极连接所述电位钳制模块。

在本发明的一个实施例中，所述电荷补充模块包括控制电路和充电开关，其中，

所述控制电路与所述充电开关连接；

所述充电开关连接在所述偏置电路和所述后级电路之间。

在本发明的一个实施例中，所述控制电路包括控制脉冲电路和反相器，其中，所述控制脉冲电路连接所述反相器的输入端，所述反相器的输出端连接所述充电开关。

在本发明的一个实施例中，所述充电开关包括第三mos管(m3)和第四mos管(m4)，其中，

所述第三mos管(m3)的第五电极和所述第四mos管(m4)的第七电极均连接所述后级电路；

所述第三mos管(m3)的第六电极和所述第四mos管(m4)的第八电极均连接所述偏置电路；

所述第三mos管(m3)的栅极连接所述控制脉冲电路；

所述第四mos管(m4)的栅极连接所述反相器的输出端。

在本发明的一个实施例中，所述第三mos管(m3)和所述第四mos管(m4)为互补对称结构的mos管。

本发明的另一个实施例提供的一种用于激光雷达接收机的高通滤波器，包括：

偏置电路；

电容，连接在所述前级电路和所述后级电路之间；

伪电阻，连接在所述偏置电路与所述后级电路之间。

在本发明的一个实施例中，所述伪电阻包括电位钳制模块、第一mos管(m1)和第二mos管(m2)，其中，

所述第一mos管(m1)的第一电极与所述后级电路连接，所述第一mos管(m1)的第二电极连接所述第二mos管(m2)的第三电极和所述电位钳制模块，所述第一mos管(m1)的栅极连接所述第二mos管(m2)的栅极和所述电位钳制模块；

所述第二mos管(m2)的第三电极连接所述电位钳制模块，所述第二mos管(m2)第四电级与所述偏置电路连接，所述第二mos管(m2)的栅极连接所述电位钳制模块。

与现有技术相比，本发明的有益效果：

1、本发明采用电荷补充模块，可以在前级电路发生切换、高通滤波模块的输出工作点发生变化时为偏置电路与后级电路之间提供低阻充电放电路径，最大程度的缩短切换时间，快速的使输出工作点达到稳定状态，从而使得系统可以很快恢复到正常工作的状态，缩短了电位恢复时间，保证了激光雷达检测和输出的连续性。

2、本发明的高通滤波模块采用伪电阻，利用了mos管的衬底偏置以及电压钳制亚阈值特性，大幅度提高了对于低频信号的交流电阻，随着信号频率升高，等效交流电阻阻值滚降减小；这使得在不使用大电阻、不增加版图面积的情况下获得了极低的高通截止频率，改进了截止频率、通频带和面积之间的折中问题，大幅提高了系统的连续性检测能力以及检测准确性。

附图说明

图1为传统的rc高通滤波器拓扑结构示意图；

图2为本发明实施例提供的一种用于激光雷达接收机的高通滤波器的模块示意图；

图3为本发明实施例提供的应对前级电路切换快速稳定的高通滤波器拓扑结构示意图；

图4为传统高通滤波器的仿真结果图；

图5为电荷补充模块采用一个nmos管的仿真结果图；

图6为本发明实施例提供的电荷补充模块采用互补对称结构的mos管的仿真结果图；

图7为本发明实施例提供的另一种高通滤波器拓扑结构示意图。

具体实施方式

下面结合具体实施例对本发明做进一步详细的描述，但本发明的实施方式不限于此。

实施例一

请参见图2，图2为本发明实施例提供的一种用于激光雷达接收机的高通滤波器的模块示意图，包括偏置电路、高通滤波模块100和电荷补充模块200，其中，

高通滤波模块100与偏置电路连接，并且跨接在前级电路和后级电路之间，其中，偏置电路提供偏置信号，偏置信号包括偏置工作点；前级电路提供第一信号，第一信号包括前级电路的工作点和交流信号ac。

进一步的，高通滤波模块100包括电容和伪电阻，电容连接在前级电路和后级电路之间，伪电阻连接在偏置电路和后级电路之间。

当高通滤波模块接收到前级电路输出的工作点和交流信号ac时，电容将前级电路输出的工作点进行隔离，偏置电路通过伪电阻提供偏置工作点电压，交流信号ac被加载至偏置工作点电压上，生成第二信号，然后将第二信号(即偏置工作点电压与交流信号ac)输出至后级电路。

当前级电路未输出交流信号ac时，偏置电路通过伪电阻提供偏置工作点电压并输出至高通滤波器输出点。

请参见图3，图3为本发明实施例提供的应对前级电路切换快速稳定的高通滤波器拓扑结构示意图，其中，vbias为偏置电路的输出，vctr为控制脉冲电路的输出，vin为前级电路输出即高通滤波器的输入，vout为高通滤波器的输出。进一步的，伪电阻包括电位钳制模块、第一mos管(m1)和第二mos管(m2)，其中，电位钳制模块电压钳制第一mos管(m1)和第二mos管(m2)，使得作为伪电阻的第一mos管(m1)和第二mos管(m2)工作在亚阈值区。

进一步的，第一mos管(m1)的第一电极与后级电路连接，第一mos管(m1)的第二电极连接第二mos管(m2)的第三电极和电位钳制模块，第一mos管(m1)的栅极连接第二mos管(m2)的栅极和电位钳制模块；第二mos管(m2)的第三电极连接电位钳制模块，第二mos管(m2)的第四电级与偏置电路连接，第二mos管(m2)的栅极连接所述电位钳制模块。

在本发明实施例中，第一电极、第二电极可以是源极、漏极中的任一种，第三电极、第四电级也可以是源极、漏极中的任一种；这是因为本发明实施例中第一mos管(m1)、第二mos管(m2)是做电阻使用的，当做电阻使用时，mos管不区分源极和漏极，即在连接时mos管的源极和漏极可以任意调换。

本发明实施例的高通滤波器的传输函数可表达为：

其中，h(s)为传输函数模值，s为频率，r为伪电阻等效阻值，c为电容容值。

当频率s成倍的降低时，伪电阻的等效阻值r成倍增加，使得传输函数模值h(s)约为1，因而拓展了通频带。

本发明实施例采用的mos管替换了传统高通滤波器的电阻r，并采用电压钳制方式使得作为伪电阻的mos管工作在亚阈值区，获得了在低频时交流阻值极大，具有随频率升高具有滚降特性的等效交流电阻，大幅度提高了对于低频信号的交流电阻，相比于传统结构，在不使用大电阻、大幅降低版图面积的情况下提高了高通滤波器的通带范围，稳定了高通滤波器的直流工作点，改进了截止频率、通频带和面积之间的折中问题，大幅提高了系统的连续性检测能力以及检测准确性。

电荷补充模块200连接偏置电路，并且与后级电路连接，用于当第二信号发生变化时，为偏置电路与后级电路之间提供充电放电路径。需要说明的是，本发明实施例所说的第二信号发生变化是指第二信号发生非期望的工作点变化，例如当前级电路需要进行切换时，第二信号发生变化，此时的变化就是非期望的工作点变化；而当第二信号中包含有效信号时，第二信号也会发生变化，这种变化是需要的，此时电荷补充模块处于关断状态，不为偏置电路和后级电路之间提供充电放电路径。

进一步的，电荷补充模块200包括控制电路和充电开关，请参见图2，其中，控制电路与充电开关连接，充电开关连接在偏置电路和后级电路之间。

当前级电路正常工作时，高通滤波器的输出工作点稳定，此时，电荷补充模块不起实际作用，充电开关处于关断状态；当前级电路需要进行切换时，此时控制电路产生开关信号提供至充电开关，在相应的时间段内充电开关打开形成低阻路径，偏置电路通过低阻路径迅速的充放电，使得高通滤波器的输出工作点电压迅速恢复至偏执电路提供的电压上，从而高通滤波器输出工作点产生的变化得以迅速恢复，输出工作点得以稳定；当前级电路恢复正常工作时，控制电路控制充电开关关断。

请参见图3，进一步的，控制电路包括控制脉冲电路和反相器，其中，控制脉冲电路连接反相器的输入端，反相器的输出端连接充电开关。

进一步的，充电开关包括第三mos管(m3)和第四mos管(m4)，其中，第三mos管(m3)的第五电极和第四mos管(m4)的第七电极均连接后级电路；第三mos管(m3)的第六电极和第四mos管(m4)的第八电极均连接偏置电路；第三mos管(m3)的栅极连接控制脉冲电路；第四mos管(m4)的栅极连接反相器的输出端。

在本发明实施例中，第五电极、第六电极可以是源极、漏极中的任一种，第七电极、第八电级也可以是源极、漏极中的任一种；这是因为本发明实施例中第三mos管(m3)、第四mos管(m4)是做电阻使用的，当做电阻使用时，mos管不区分源极和漏极，即在连接时mos管的源极和漏极可以任意调换。

进一步的，第三mos管(m3)和第四mos管(m4)为互补对称结构的mos管，第三mos管(m3)为nmos管和pmos管中的一种，则第四mos管(m4)为nmos管和pmos管中的另一种。

进一步的，控制电路在控制充电开关的关断时，第三mos管(m3)和第四mos管(m4)为同时进行充电和关断。

本发明实施例的充电开关采用互补对称的mos管，通过控制电路完成开启和关断，互补对称结构削弱了在模块开关和电路切换导致的极大电压波动，削弱了数控信号对于直流工作电位的影响，大幅度缩减了稳定时间，提升了切换速度。

本发明实施例的高通滤波器采用电荷补充模块，可以在前级电路发生切换、高通滤波模块的输出工作点发生变化时为偏置电路与后级电路之间提供低阻充电放电路径，最大程度的缩短切换时间，快速的使输出工作点达到稳定状态，从而使得系统可以很快恢复到正常工作的状态，缩短了电位恢复时间，保证了激光雷达检测和输出的连续性，极大程度上提高了整体的系统性能。

本发明实施例的高通滤波器的工作原理为：当前级电路模块需要进行切换时，控制电压vctr会在相应的时间段内打开充电开关，充电开关为工作于开态状态下的mos管，其等效电阻极小，由于充电模块与伪电阻是并联关系，所以整个滤波器的等效电阻近似为mos管开态下的源漏电阻，因而减小了系统恢复所需要的基础时间，在要求的电压恢复比不变的情况下，大幅缩减了电位稳定时间。

由于mos管的沟道电流和等效电阻与漏端、栅端和源端电位均有关，本发明实施例采用了互补对称的控制逻辑和控制开关，以确保在不同直流工作点，不同直流工作点变化方向和不同直流工作点变化幅度的情况下，充电模块均可以保持足够低的等效电阻，避免了非互补对称结构可能存在的大幅信号过冲和低恢复充电电流。

请参见图4、图5和图6，图4为传统高通滤波器的仿真结果图，图5为电荷补充模块采用一个nmos管的仿真结果图，图6为本发明实施例提供的电荷补充模块采用互补对称结构的mos管的仿真结果图。

在图4中，线a表示前级电路的输出工作点，线b表示表高通滤波器的输出点；当线a前级电路的输出工作点发生变化时，对应的线b高通滤波器的输出点会同时发生一个较大的变化，然后慢慢恢复至原先的工作点。

在图5中，在传统高通滤波器添加电荷补充模块，电荷补充模块中采用一个nmos管作为充电开关，其仿真结果中，线c1表示为充电开关打开，此时线b在充电开关打开时高通滤波器的下脉冲恢复时间明显小于充电开关未打开时的恢复时间。

在图6中，在传统高通滤波器添加电荷补充模块，电荷补充模块中采用互补对称结构的nmos管和pmos管作为充电开关，其仿真结果中，线c2表示为nmos管和pmos管均打开，此时线b中高通滤波器输出工作点上脉冲和下脉冲的巨大跳变在充电开关打开时全部被抑制，即高通滤波器的输出工作点被有效的稳定。

为了通过高通滤波器的耦合以获得直流工作点一致的稳定输出，要求高通滤波器的截止频率不能太高，否则输出电位随时间呈现对数变化，并且接近khz级的输入信号会被滤掉；同时也要求高通滤波器的截止频率不能太低，否则切换过程导致的高通滤波器直流电位变化需要极长的恢复时间；这就要求激光雷达应用的高通滤波器在切换稳定时间和通频特性上有更高的性能指标。而在传统的高通滤波器中，如果高通滤波器的截止频率高，虽然可减少电位恢复时间，但高截止频率使得通带窄，不能检测到部分低频的回波，甚至影响信号完整性，造成波形失真；而低截止频率会极大程度上的增加电位恢复时间，占用极大的版图面积，虽然增加了信号通带，但是牺牲了系统的连续性检测能力和检测准确性。

本发明实施例的高通滤波器同时采用高通滤波模块和电荷补充模块，其中高通滤波模块采用工作在亚阈值区的伪电阻mos管，电荷补充模块使用互补对称的mos管作为低阻路径，二者的共同作用改进了传统滤波器中存在的截止频率、通频带、稳定时间和面积之间的折中问题，使得高通滤波器具有高通截止频率低、通带宽、增益切换时间短、输出工作点稳定等优点，系统的连续性检测能力以及检测准确性也得到大幅度提高。

请参见图7，图7为本发明实施例提供的另一种高通滤波器拓扑结构示意图，包括偏置电路、电容和伪电阻，其中，电容连接在前级电路和后级电路之间，伪电阻连接在偏置电路和后级电路之间。

进一步的，伪电阻包括电位钳制模块、第一mos管(m1)和第二mos管(m2)，其中，电位钳制模块电压钳制第一mos管(m1)和第二mos管(m2)，使得作为伪电阻的第一mos管(m1)和第二mos管(m2)工作在亚阈值区。

进一步的，第一mos管(m1)的第一电极与所述后级电路连接，第一mos管(m1)的第二电极连接第二mos管(m2)的第三电极和电位钳制模块，第一mos管(m1)的栅极连接第二mos管(m2)的栅极和电位钳制模块；第二mos管(m2)的第三电极连接电位钳制模块，第二mos管(m2)的第四电级与偏置电路连接，第二mos管(m2)的栅极连接电位钳制模块。其中，第一电极、第二电极可以是源极、漏极中的任一种，第三电极、第四电级也可以是源极、漏极中的任一种。

本发明实施例采用的mos管替换了传统高通滤波器的电阻r，并采用电压钳制方式使得作为伪电阻的mos管工作在亚阈值区，获得了在低频时交流阻值极大，具有随频率升高具有滚降特性的等效交流电阻，大幅度提高了对于低频信号的交流电阻，相比于传统结构，在不使用大电阻、大幅降低版图面积的情况下提高了高通滤波器的通带范围，稳定了高通滤波器的直流工作点，改进了截止频率、通频带和面积之间的折中问题，大幅提高了系统的连续性检测能力以及检测准确性。

以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。