本发明属于通信技术领域,具体涉及一种卫星信号定位中通信信号的同频对消方法。
背景技术:
在双卫星定位系统中,往往可以接收到卫星定位条件的主瓣信号和旁瓣信号,其中旁瓣信号的同频段内通常含有较强的通信干扰信号,旁瓣信号中的有用信号原本信噪比就较低,由于正常的通信干扰信号存在,使得双星定位时频差难以正确提取,由于卫星上行信号的信道特性比较理想,可以认为信号只受到高斯加性噪声的影响,也不存在多径效应,因此,本发明提供了一种同频对消方法,能有效的抑制旁瓣中的正常通信干扰信号,从而使得旁瓣信号在信噪比较低时也能正确地与主瓣信号构成双星条件,正确估计时频差定位。
技术实现要素:
针对现有技术中的上述不足,本发明提供的卫星信号定位中通信信号的同频对消方法解决了现有的卫星信号定位过程中,旁瓣信号的通信干扰信号对双星定位时频难以正确提取的问题。
为了达到上述发明目的,本发明采用的技术方案为:一种卫星信号定位中通信信号的同频对消方法,包括以下步骤:
s1、对通信信号中的旁瓣信号y(k)进行解调,获得干扰信号i(k)对应的修正后的码速率
s2、利用最佳采样点b(k),采用最小二乘法,估计出初始最佳采样点与初始采样点间的小数延迟
s3、利用修正后的载波频率
s4、基于解调码元s(k)、码速率
s5、确定初步重构信号zb(k)和基带信号间yb(k)的延迟采样点k0;
s6、确定最优滚降系数
s7、基于确定的最优滚降系数
s8、采用最小二乘法对精估重构信号z′b(k)和基带信号yb(k)进行复数幅度估计,得到幅度和初相的估计幅度比
s9、基于估计幅度比
进一步地,所述步骤s1中,通过利用调制识别技术获得旁瓣信号y(k)中通信干扰信号i(k)的调制参数,并基于该调制参数对旁瓣信息进行解调,得到估计参数;
所述估计参数包括修正后的码速率
进一步地,所述步骤s2具体为:
s21、基于最佳采样点b(k),构造超定方程组ka=b;
其中,k为系数矩阵,a为参数矩阵,b为最佳采样点构成的列向量;
s22、对超定方程组ka=b进行求解得到参数矩阵a,进而得到干扰信号的过采样倍数
其中,参数矩阵a为:
式中,
s23、确定初始最佳采样点
其中,
进一步地,所述步骤s3具体为:
s31、通过修正后的载波频率
s32、取干扰信号i(k)和旁瓣信号y(k)中的有用信号s2(k)的最大带宽对数字下变频处理后的信号进行低通滤波处理,得到对应的基带信号yb(k)。
进一步地,所述步骤s4具体为:
s41、基于解调码元s(k)及干扰信号i(k)的调制类型,得到解调码元映射后的信号g0;
s42、通过信号g0进行
s43、基于上采样信号g1,用滚降系数α=0.3、群延迟为20的根升余弦滤波器进行成形滤波,得到基带信号g2;
s44、对基带信号g2进行小数延迟
s45、用修正后的载波频率
其中,初步重构信号zb(k)为:
式中,hα(·)为滚降系数α=0.3、群延迟为20的根升余弦滤波器的单位冲击响应,*为卷积符号,·为乘积符号,map(·)为对应调制方式的码元映射,upsample(·)是以过采样倍数为
进一步地,所述步骤s5中,所述延迟采样点k0为:
式中,
进一步地,所述步骤s6具体为:
s61、确定滚降系数范围;
s62、在滚降系数范围内按设定步长依次产生滚降系数;
s63、利用当前滚降系数、解调码元s(k)、延迟采样点k0、码速率r's、小数延迟
s64、估计当前临时对比信号zba(k)与信号yb(k)的复幅度比
s65、确定基带信号yb(k)和复幅度比
s66、重复步骤s62~s65,遍历所有滚降系数,将最小信号残差loss对应的滚将系数作为最优的滚降系数
其中,复幅度比γ'为:
式中,上划线表示取共轭;
信号残差loss为:
滚降系数复幅度比γ'为:
式中,k为离散采样点,n为离散采样点总数。
进一步地,所述步骤s7中,基于步骤s4中的初步重构信号zb(k)获取方法,将其中的滚降系数α=0.3替换为最优滚滚降系数
所述精估重构信号z′b(k)为:
进一步地,所述步骤s8中,基于步骤s6中确定最优滚降系数
所述估计幅度比
进一步地,所述步骤s9中,构建的同频对消信号c(k)为:
式中,s2(k)为通信信号中的有用信号,n2(k)为旁瓣信号中的噪声信号,o(k)为对通信干扰信号i(k)重构抵消后的残差;
其中,对通信干扰信号i(k)重构抵消后的残差o(k)为:
本发明的有益效果为:
(1)本发明提供的同频对消方法,能有效的抑制旁瓣信号中正常通信干扰信号,从而使得旁瓣信号在信噪比较低时也能正确地与主瓣信号构成双星条件正确的估计时频差定位;
(2)本发明通过具体的实验例证明,采用本发明方法对通信干扰信号抑制后,双星定位计算snr有了显著的提高。
附图说明
图1为本发明提供的卫星信号定位中通信信号的同频对消方法流程图。
具体实施方式
下面对本发明的具体实施方式进行描述,以便于本技术领域的技术人员理解本发明,但应该清楚,本发明不限于具体实施方式的范围,对本技术领域的普通技术人员来讲,只要各种变化在所附的权利要求限定和确定的本发明的精神和范围内,这些变化是显而易见的,一切利用本发明构思的发明创造均在保护之列。
实施例1:
设主瓣信号为x(k),旁瓣信号为y(k);
y(k)=a·s(k)+i(k)+n2(k)
式中,s(k)为主瓣信号中的有用分量,n1(k)为主瓣信号中的噪声,a·s(k)为旁瓣信号的有用分量,i(k)为通信干扰信号,n2(k)为旁瓣信号中的噪声,a为主瓣和旁瓣的共同信号的幅度差异,τ为主瓣和旁瓣之间的延迟,ω0为主瓣和旁瓣之间的频差,噪声n1(k)和n2(k)不相关,k为离散采样点。
同频对消的目的是消除旁瓣信号y(k)中的干扰信号i(k),由于y(k)中干扰通信信号i(k)噪声比较强,因此可以利用调制识别技术直接对y(k)进行调制识别,获得通信干扰信号i(k)的调制类型、码速率和载波频率,对调制识别技术获得的调制类型、码速率、载波频率对旁瓣信号y(k)进行解调。用解调后的码元以及调制识别的参数对干扰信号进行重构,但重构信号在幅度、初相位、延迟和成形滤波器滚降系数上与源干扰信号均存在着差异,若护理这些差异将会导致重构信号与原干扰信号之间的残差很大,因此需要估计出原干扰信号i(k)的幅度、初相位和成形滤波器滚降系数以及重构信号与原干扰信号的相对延迟。
基于此,如图1所示,本实施例实现同频对消方法包括以下步骤:
s1、对通信信号中的旁瓣信号y(k)进行解调,获得干扰信号i(k)对应的修正后的码速率
s2、利用最佳采样点b(k),采用最小二乘法,估计出初始最佳采样点与初始采样点间的小数延迟
s3、利用修正后的载波频率
s4、基于解调码元s(k)、码速率
s5、确定初步重构信号zb(k)和基带信号间yb(k)的延迟采样点k0;
s6、确定最优滚降系数
s7、基于确定的最优滚降系数
s8、采用最小二乘法对精估重构信号z′b(k)和基带信号yb(k)进行复数幅度估计,得到幅度和初相的估计幅度比
s9、基于估计幅度比
上述步骤s1中,通过利用调制识别技术获得旁瓣信号y(k)中通信干扰信号i(k)的调制参数,并基于该调制参数对旁瓣信息进行解调,得到估计参数;
其中,估计参数包括修正后的码速率
上述步骤s2具体为:
s21、基于最佳采样点b(k),构造超定方程组ka=b;
其中,k为系数矩阵,a为参数矩阵,b为最佳采样点构成的列向量;
s22、对超定方程组ka=b进行求解得到参数矩阵a,进而得到干扰信号的过采样倍数
对超定方程组ka=b进行求解时,将超定方程组描述为:
由于ktk是一个正定对称矩阵,其可逆,求解超定方程组得到参数矩阵a为:
式中,
s23、确定初始最佳采样点
其中,
上述步骤s3具体为:
s31、通过修正后的载波频率
s32、取干扰信号i(k)和旁瓣信号y(k)中的有用信号s2(k)的最大带宽对数字下变频处理后的信号进行低通滤波处理,得到对应的基带信号yb(k)。
上述步骤s4具体为:
s41、基于解调码元s(k)及干扰信号i(k)的调制类型,得到解调码元映射后的信号g0;
s42、通过信号g0进行
s43、基于上采样信号g1,用滚降系数α=0.3、群延迟为20的根升余弦滤波器进行成形滤波,得到基带信号g2;
s44、对基带信号g2进行小数延迟
s45、用修正后的载波频率
其中,初步重构信号zb(k)为:
式中,hα(·)为滚降系数α=0.3、群延迟为20的根升余弦滤波器的单位冲击响应,*为卷积符号,·为乘积符号,map(·)为对应调制方式的码元映射,upsample(·)是以过采样倍数为
上述步骤s5中的延迟采样点k0为:
式中,
上述步骤s6中,确定最优的滚降系数
s61、确定滚降系数范围;
本实施例中的滚降系数范围在[0.3,0.7]之间;
s62、在滚降系数范围内按设定步长依次产生滚降系数;
本实例以0.02为步长依次产生滚降系数;
s63、利用当前滚降系数、解调码元s(k)、延迟采样点k0、码速率r's、小数延迟
s64、估计当前临时对比信号zba(k)与信号yb(k)的复幅度比
s65、确定基带信号yb(k)和复幅度比
s66、重复步骤s62~s65,遍历所有滚降系数,将最小信号残差loss对应的滚将系数作为最优的滚降系数
其中,复幅度比γ'为:
式中,上划线表示取共轭;
信号残差loss为:
滚降系数复幅度比γ'为:
式中,k为离散采样点,n为离散采样点总数。
上述步骤s7中,基于确定的滚降系数采用和步骤s4相同的方法,将其中的滚降系数α=0.3替换为最优滚滚降系数
上述精估重构信号z′b(k)为:
上述步骤s8中,基于步骤s6中确定最优滚降系数
所述估计幅度比
上述步骤s9中,构建的同频对消信号c(k)为:
式中,s2(k)为通信信号中的有用信号,n2(k)为旁瓣信号中的噪声信号,o(k)为对通信干扰信号i(k)重构抵消后的残差;
其中,对通信干扰信号i(k)重构抵消后的残差o(k)为:
本发明得到的旁瓣信号c(k)和主瓣信号x(k)可直接用于实时频差定位系统中。
实施例2:
本实施例提供了采用本发明抵消方法后对时频估计的影响:
实验条件:采样率100mhz,载波频率0.625mhz,s(k)和i(k)的码元速率为2.5m,码元个数8000个,均采用qpsk调制方式,取a=1,τ=0,a·s(k)与i(k)的ebn0之差为20db,s(k)对n2(k)的ebn0为-10db;
定义强信号为i(k),弱信号为s(k),抵消信号为c(k),理想抵消信号c'(k)=s(k)+n2(k),实验得到的对比结果如表1所示,从表中可以看出,经过抵消后的,双星定位计算snr有了显著的提高。
表1:抵消信号对时频估计影响