用于电绝缘、AC/DC灵敏差动电流测量的装置及方法与流程

用于电绝缘、ac/dc灵敏差动电流测量的装置及方法
技术领域
1.本发明涉及用于具有高分辨率的电绝缘、ac/dc灵敏的差动电流测量的电路装置和方法。


背景技术：

2.用于监测电气设备的已知测量装置和测量方法是基于差动电流测量的原理的装置和方法。
3.这种测量装置基于以下事实：当电气设备的操作无故障且因此在围绕供给线的测量电流互感器的可磁化环形线圈中不存在磁场时，对于供给线例如电力供给系统的线的所有有源导体，电流(初级电流)的矢量和等于零。例如，如果由于绝缘故障而产生故障电流，该故障电流排到供给线的外部，则会在供给侧上产生差动电流。由该差动电流在环形线圈内引起的变化的磁通量会在测量电流互感器的次级绕组中感应出电压，该电压的大小使得能够得出有关差动电流的大小的结论。
4.如果差动电流特别小或者如果当差动电流大时必须记录小的变化，则需要具有高灵敏度的测量装置。因此，对于某些应用，例如用于检测未接地的电力供给系统中的测试电流脉冲，可能有必要能够检测小于1ma或者甚至小于10μa的范围内的特别小的差动电流。
5.以这种方式限制测量分辨率会导致以下情况：当例如确定未接地电力供给系统中的故障输出馈电时，必须将第二(故障电流)路径切换至接地，以便使大量可测量的差动电流能够流过测量电流互感器。然而，由于技术和法规原因，这种方法在某些情况下可能不可靠。
6.如在ep 2 813 856 b1中所公开的用于借助于测量电流互感器进行ac/dc灵敏的差动电流测量的已知方法使用振荡器电路，所述振荡器电路经由受控的次级侧电流流动振荡地通过测量电流互感器的芯的在上饱和与下饱和之间的磁化曲线。根据这种振荡的时间进展，可以定义两种状态，并且可以通过已经确定相应状态下的停留时间来形成测量参数，能够经由测量电流互感器从测量参数来确定供给侧差动电流。然而，在提到的文献中开始使用专用集成电路(asic)，这需要大量的开发工作和高的初始成本。
7.在最广泛的意义上，用于测量差动电流的其他已知电路装置也基于集成电路，并因此形成结构和功能单元，该结构和功能单元由于其复杂性而需要大量的开发工作。


技术实现要素：

8.因此，本发明的目的是设计一种用于电绝缘、ac/dc灵敏的差动电流测量的电路装置和测量方法，电路装置和测量方法二者都允许差动电流的高分辨率测量，并且从经济视角以及电路系统相关的视角来看，电路装置和测量方法可以同时有效地被实现。
9.该目的经由用于电绝缘、ac/dc灵敏的差动电流测量的电路装置来实现，该电路装置包括以下元件：环形电流互感器，其具有至少一个次级绕组，所述环形电流互感器用于检测差动电流；驱动器电路，其用于为次级绕组供电；第一振荡器电路，其用于控制驱动器电
路并且用于生成在状态1和状态2下具有停留时间的经时间调制的二进制振荡器信号；第二振荡器电路，其用于借助于时钟信号以高分辨率确定状态1和状态2下的相应停留时间，时钟信号具有与振荡器信号无关的时钟频率；以及数据接口，其用于输出差动电流测量值；驱动器电路和第二振荡器电路各自被实现为结构上独立的集成电路。
10.本发明假定一种用于检测差动电流的环形电流互感器，该环形电流互感器的磁化曲线具有相当大的正饱和范围和负饱和范围，近似线性的区域在正饱和范围与负饱和范围之间延伸。环形电流互感器包括由驱动器电路供电的至少一个次级绕组。
11.由第一振荡器电路以如下方式来控制驱动器电路：由于电流流动而在两个方向上在正饱和与负饱和之间振荡地通过磁化曲线。
12.这通过驱动器电路来实现，该驱动器电路使施加至次级绕组的电压的极性反转。经由对次级电流的绝对测量并经由与足够高的饱和阈值的比较在第一振荡器电路中产生磁化曲线上的线性区域与相应饱和区域之间的差异，该足够高的饱和阈值对应于芯材料的饱和区域中的电流值。为此，次级电流被耦合回去。
13.如果次级电流超过饱和阈值，则触发第一振荡器电路(触发器电路)。然后，次级绕组处的极性被反转，并且环形线圈中的磁通量被驱离该时刻的饱和区域，一直到相应的相反饱和。
14.通过估计次级电流的零交叉(即，在仅经由差动电流确定的磁化曲线上的工作点处)以及通过估计其转换点(即，在磁化曲线上的饱和区域中)，可以从次级电流的进展得出在状态1(高相位)和状态2(低相位)下具有停留时间的二进制振荡器信号。
15.从经由差动电流指定的磁化特性上的工作点开始、直到到达随着工作点的位置而变化的相应饱和点，状态1和状态2下的停留时间具有不同的持续时间，从而产生经时间调制的振荡器信号。
16.通过磁化曲线被尽可能线性的函数(磁化曲线的线性区域)映射为二进制振荡器信号的停留时间，停留时间与根据工作点而得出的磁化曲线上通过的路径相对应。
17.取决于工作点的位置并因此随着差动电流的变化，经时间调制的二进制振荡器信号因此具有变化的高相位和低相位(分别为状态1和状态2)的持续时间。
18.借助于生成高频时钟信号的第二振荡器电路来确定在状态1和状态2下的相应停留时间。尽管该时钟信号的时钟频率比振荡器信号的基本频率大很多并且位于大于1ghz的范围内，但是该时钟信号与振荡器信号无关。这有利地允许在小于1ns的范围内的高时间分辨率，使得可以检测停留时间的小差异，从而可以检测特别小的差动电流以及差动电流中的特别小的变化。
19.在估计装置中确定在具有时钟频率的相应停留时间期间在第二振荡器电路中计数的时钟脉冲的数量，并且在适当的信号处理(滤波)之后得出与差动电流成比例的差动电流测量值。
20.经由数据接口，差动电流测量值以数字和/或模拟形式被输出。
21.根据本发明，电路装置以模块化方式被构造，使得驱动器电路和第二振荡器电路各自被实现为结构上独立的集成电路。
22.因此，驱动器电路和第二振荡器电路二者被实现为单独可用的集成电路(标准部件)，特别地，第二振荡器电路由于高时钟频率而使得能够以高分辨率确定相应的停留时
间。
23.当使用所选的标准部件时，高频时钟频率和由此产生的高测量分辨率的技术优势带来了经济效益。
24.在另一有利的实施方式中，第二振荡器电路由具有至少一个反向耦合器的反相元件的闭合串联电路组成。
25.利用这种电路结构，与例如在微控制器中利用时钟信号的纯数字电子生成相比，可得到更高的时钟频率，从而，与现有技术中已知的方法不同——在没有给出测量区域的上限的情况下，它带来了测量分辨率的极大提高。
26.可以获得大的动态范围，该动态范围允许检测想要的信号中的差动电流中的甚至很小的变化，例如比想要的信号大10,000倍的不想要的信号中的测试电流脉冲。
27.优选地，估计装置被配置为数字电路，该数字电路用于根据停留时间来生成差动电流测量值。
28.估计装置优选地包括微处理器作为数字电路，在该数字电路上实现用于数字信号处理例如滤波或对停留时间求平均的方法，以计算差动电流测量值。为此，可以提供不同的可编程滤波器特性，并且甚至可以提供具有校准或零平衡的绝对差动电流测量。
29.有利地，用于输出差动电流测量值的数据接口被配置为模拟和/或数字信号。
30.差动电流测量值作为数字信号被输出以及/或者在d/a转换之后作为模拟信号可获得。
31.本发明的目的还通过一种用于电绝缘、ac/dc灵敏的差动电流测量的测量方法来实现。
32.所要求保护的测量方法描述了形成根据本发明的用于以高分辨率确定差动电流的电路装置的基础的方法步骤。因此，以上提到的关于电路装置的技术效果以及由此产生的优点也适用于方法特征。
33.特别地，各自被实现为结构上独立的集成电路的驱动器电路和第二振荡器电路产生本发明的目的所要求的高灵敏度和经济效率。
34.从下面的描述和附图得出其他有利的实施方式特征，这些描述和附图使用示例来描述本发明的优选实施方式。
附图说明
35.在附图中：
36.图1以示意性图示示出了环形电流互感器的磁化曲线；
37.图2示出了根据本发明的电路装置的功能框图；
38.图3示出了振荡器信号的数字信号处理。
具体实施方式
39.图1以示意性方式示出了通过环形电流互感器4(图2)的磁化曲线。
40.磁化曲线示出了依赖于磁场强度h的磁感应b，并且在这种情况下，磁化曲线由在上饱和范围与下饱和范围之间延伸的线性部分组成。
41.从由差动电流i
d
(图2)预先确定的工作点ap开始，次级绕组中增加的电流(次级电
流)首先在正饱和状态的方向上通过磁化曲线。在工作点ap处，在次级绕组中流动的电流的值为零，使得工作点ap仅由在供给侧上流动的差动电流i
d
确定。通过对次级电流的绝对测量以及通过与处于芯材料的饱和范围内的足够高的饱和阈值的比较来检测饱和范围的达到。如果次级电流超过该饱和阈值，则第一振荡器电路切换。次级绕组的极性被反转，并且芯中的磁通量b被驱离饱和范围，进入相应的相反饱和。
42.通过磁化曲线使得以下是明显的：增加/减少次级电流的持续时间即停留时间t
h
、t
l
(图3)取决于工作点ap在磁化曲线上的位置。因此，知道次级电流的零点和转换点可以产生时间调制的二进制振荡器信号v(图3)，该信号v在状态1s1和状态2s2(图3)下具有停留时间t
h
、t
l
。
43.图2示出了根据本发明的电路装置2的功能框图。
44.要测量的差动电流i
d
(初级电流)由环形电流互感器4检测，这导致被设置在磁化曲线(图1)上的特定工作点ap。
45.为了在两个方向上通过磁化曲线，环形电流互感器4包括由驱动器电路12供电的次级绕组6。与次级绕组6中的电流流动相关联的磁场强度h在芯材料中产生磁感应b。
46.驱动器电路12由第一振荡器电路22控制，通过估计次级电流的零点和触发器来在次级绕组6中获得振荡器信号v。
47.因此，将磁化曲线的通过映射为具有状态1s1(高相位)和具有状态2s2(低相位)的停留时间t
h
、t
l
(图3)，停留时间t
h
、t
l
对应于磁化曲线上通过的路径，该磁化曲线依赖于由差动电流i
d
预先指定的工作点ap而产生。
48.例如，如果由于相对高的差动电流i
d
而使工作点ap接近磁化曲线的线性路径部分上的上饱和点，则与当差动电流低时相比，当从工作点开始通过磁化曲线时，在线性部分上呈现较短的路径——所得到的停留时间较短。如上所述，因此，以这种方式进行时间调制的振荡器信号v包括在状态1s1和状态2s2下不同持续时间的停留时间t
h
、t
l
，这取决于工作点ap的位置并因此随着差动电流i
d
而变化。
49.借助于高频时钟信号c以高分辨率在第二振荡器电路32中确定相应的停留时间t
h
、t
l
，该高频时钟信号c的时钟频率比在状态1s1与状态2s2之间振荡的振荡器信号v的基本频率大几度。检查表明，时钟频率大于1ghz，因此小于1ns的高时间分辨率是可能的。
50.在估计装置42中估计(计数)在相应的停留时间t
h
、t
l
期间检测到的时钟脉冲，该估计装置42在出口侧上提供与差动电流i
d
成比例的差动电流测量值i
m
。数字可用的差动电流测量值i
m
可以经由数据接口52直接以数字格式i
m
被输出以及/或者借助于d/a转换器54作为模拟的差动电流测量值i'm被输出。
51.图3以功能框图示出了振荡器信号v的数字信号处理。
52.借助于高频时钟信号c以高(时间)分辨率在第二振荡器电路32中对振荡器信号v在状态1s1和状态2s2下的停留时间t
h
、t
l
进行量化。为此，第二振荡器电路32包括具有至少一个反向耦合器34的反相元件的闭合串联电路。
53.借助于数字电路44例如微控制器在下游估计装置42中估计以这种方式确定的停留时间t
h
、t
l
。
54.在估计装置42的输出端处，可获得差动电流测量值i
m
。数据接口52直接转发数字差动电流测量值i
m
以及/或者经由d/a转换器54将数字差动电流测量值i
m
作为模拟差动电流
测量值i'm转发。