炉内熔渣料面测定仪的制作方法

文档序号:6086572阅读:291来源:国知局
专利名称:炉内熔渣料面测定仪的制作方法
技术领域
本发明涉及一种炉内熔渣料面测定仪,即是利用微波测定转炉等类的炉内熔渣、熔料、原料等的料面的炉内熔渣面测定仪。
在一般的炉内熔渣料面测定仪情况,例如是在转炉炉顶配备有一个微波雷达,从而使微波雷达通过波导和发射天线发射的电磁波在熔渣表面上反射。如此反射回来的电磁波经接收天线和波导接收之后,再经过信号处理,以测定微波雷达与炉内熔渣表面之间的距离。
作为这种测量所用的微波雷达,有下列各种测量系统。
这些系统中,举例说,有一种叫做FM-CW(调频连续波)微波雷达系统。例如,如在未审查的日本专利出版物昭-63-21584中所公开的那样,这种测量系统的操作包括下列步骤将经频率调制的一个10千兆赫(10GHz)左右的连续微波形成的微波从天线发射到料面上;然后对发射信号与料面上反射回来的反射波进行混频后产生的拍频进行计数,从而测定微波雷达与熔渣表面之间的距离。这就是说,在这种测量系统中,距离是根据微波在天线与熔渣表面之间的距离上往返所需的传播时间对应于上述拍频这一情况测定的。
这类系统有一种叫做脉冲调制微波雷达系统。这种测量系统的操作包括下列步骤以脉冲波调制频率约为10千兆赫至20千兆赫的微波,然后象在一般飞机中那样发射经脉冲调制的这个微波;根据接收熔渣表面反射回来的微波所需要的传播时间正比于雷达与料面之间的距离这一事实,对雷达与熔渣表面之间的距离进行无线电探测、定位和测量。
在采用这种微波雷达的常规炉内熔渣料面测定仪中,发射天线和接收天线系固定在转炉顶部或炉中的特定位置上。因此,存在着因炉渣料面改变而发生的如下所述的问题。
在发射和接收天线固定在炉子顶部的情况下,由于发射和接收天线与熔渣料面之间的距离随着炉中炉渣料面的下降而增加时,存在从炉中吹管、炉子开口部分和炉壁部分反射回来的无用信号的影响作用,因而往往不能精确测出熔渣料面的位置。为解决上述问题,从另一方面来说,本专利申请的发明人在未经审查的日本专利出版物平-2-98685中提出了一种微波M型雷达系统的测距法,这种系统利用一种伪随机信号的M型信号。在这种测量方法中,检测出两个时间系列图的时差,从而测定测定仪与作为目标的熔渣表面之间的距离;作为该两个时间系列图,其中之一是通过检测用第一伪随机信号调相后发射到目标上然后从目标上反射回来的载波得出,另一个则是通过直接把第一伪随机信号和第二伪随机信号相乘起来获得的。
在采用上述随机信号处理的炉中熔渣料面测定仪中,天线与炉中熔渣料面之间的距离是根据检测信号与时间参考信号各自的信号峰值之间的时间间隔获得的,结果较为理想。但这种测距仪存在下列问题。
在转炉等之类之中,炉中熔渣的变化很大,因而天线与熔渣表面之间的距离和熔渣表面形状的变化也很大,而且所收到的从熔渣表面反射回来的微波信号也因熔渣的散布情况等因素而有较大变化。于是,在反射信号强度变大的情况下,在雷达设备的放大器中产生信号饱和现象,使信号处理而得出的检测信号波形畸变,因而难以精确检测检测信号脉冲波峰,从而产生测量误差。相反,在反射信号强度变小时,检测信号输出也变小,使信噪比S/N降低,因而有时检测出不正确的信号峰,从而产生测量误差。
因此本发明的目的是提供一种即使炉中熔渣料面变化很大时也能正确测出炉中熔渣料面的炉中熔渣料面测定仪。
本发明的另一个目的是提供一种应用伪随机信号测定炉中熔渣料面、因而即使炉中熔渣料面变化很大时也能精确测定该炉中熔渣料面的炉中熔渣料面测定仪。
按照本发明的一个方面,本发明的炉中熔渣料面测定仪有一个微波雷达,该微波雷达利用插入炉中的发射和接收天线测定熔渣料面,并输出有关料面的测定数据。
在测定熔渣料面的操作中,微波雷达通过下列步骤测定至目标的距离通过发射天线朝目标发射用第一伪随机信号调相过的载波;通过检测从目标上反射回来并通过接收天线接收的信号与第二伪随机信号相乘得出的载波,得出检测信号的时间系列图;得出直接将第一和第二伪随机信号相乘而产生的乘积值的另一时间系列图;然后测定检测信号的时间系列图与乘积值的时间系列图之间的时差。
于是可以获得下列效果(1)由于测定是非接触式测定,因而可保证象天线之类的探测器部分等的耐用性,同时简化了各器件的安装和维修工作。
(2)由于测定过程是连续的,因而能进行响应快速的测量。
(3)由于采用应用伪随机信号的离散频谱信号,因而通过在接收部分采用一个参考伪随机信号的相关处理过程既可减小干扰又能加强信号。因此可以灵敏地检测出从低反射率目标反射回来的电磁波,从而使这种测量可用于许多用途。
(4)由于用本发明结构较简单的电路将常规测量采用的高速信号变换成低速信号,因而可提供价廉、体积小的测定仪。而且,设备的调整也简单。
作为检测从目标反射回来并在接收之后经过相关处理的载波以获取检测信号的方法,在相关处理之后,从载波提取与发射载波同相和相差90度的各分量。将这些分量通过低通滤波器分别削方(to square)之后,将它们彼此相加以获取检测信号。这样就可以高度灵敏地检测出目标。
此外,将以第一伪随机信号调相过的载波发送到目标上,然后以波型与第一伪随机信号相同且频率与第一伪随机信号接近的第二伪随机信号去相关处理所收到的从目标反射回来的信号。采用上述处理得出的载波进行测量,这将如稍后即将谈到,获自目标的检测信号与参考信号之间的测量时间在时间轴线上大大地得到放大,因而即使在距离很短的情况下也可精确测出至目标的这个距离。此外在产生检测信号的时间轴线上,可以将在作为测量主题的目标上反射的必要信号与在目标以外的物体上反射的无用信号完全区别/分离开来。因此,由于能够除去无用的反射信号,所以即使在象炉内那种易于产生无用反射信号的空间狭小测量环境下,也能稳定地测出炉中的熔渣料面。
按照本发明的另一个方面,在微波雷达中,第一伪随机信号发生装置和第二伪随机信号发生装置分别产生第一伪随机信号和第二伪随机信号,第二伪随机信号的波型与第一伪随机信号相同,但频率与第一伪随机信号略有不同。用一发射装置将以第一伪随机信号调相一个载波而形成的离散频谱信号发射向目标。然后将接收装置接收到的从目标来的反射波(即接收信号)在第二乘法器与第二伪随机信号相乘。当以第一伪随机信号调相的接收信号的经调制的相位与第二伪随机信号的相位一致时,作为第二乘法器的输出而得出的乘积就成了同相载波,并在下一级中由一个相干检波器进行同步检波。检波器的输出进一步由一个检测信号发生器进行信号处理,该检测信号发生器由一对低通滤波器、一对方波脉冲发生器和一个加法器组成,从而输出脉冲状的目标检测信号。
然而,第一和第二伪随机信号的码型虽然彼此相同,但信号发生装置的频率彼此略有不同。因此当两个信号的相位彼此一致(即两信号的相关输出达最大值)之后,随着时间的推移彼此偏移。当两信号的相位彼此偏移一个或一个以上的码长时,两个伪随机信号失去相关关系。在此情况下,接收信号与第二伪随机信号相乘得出的载波其相位变成随机,从而使频带在下一级的相干检波器进行同步检皮之后受到各低通滤波器的限制,不可能获得目标检测信号。
当第一和第二伪随机信号之间的相位差在时间进一步推移之后正好相当于一个伪随机信号的一个周期时,两个信号的相位再次彼此一致。在此情况下,两个信号的相关输出再次达其最大值,从而通过相干检波装置和检测信号发生装置再次获得脉冲状的目标检测信号。这样,这个现象定期重复出现,因而可以得出作为目标检测信号的周期脉冲状信号。
另一方面,为测定从接收信号获得目标检测信号的时间,需要设定参考时间。于是按下列方式产生表示参考时间的时间参考信号。用第一乘法器将第一伪随机信号与第二伪随机信号直接相乘起来。然后通过低通滤波器提取作为乘积的时间序列图;从而获得其周期与目标检测信号相同的脉冲状信号,作为时间参考信号。
因此,由于从产生时间参考信号时到产生获自接收信号的目标检测信号时的时间正比于电磁波在发射/接收天线与目标之间往返所需要的传播时间,因而可从两个信号的时差计算出发射/接收天线与目标之间的距离。
上述说明可以明确阐述如下设f1为第一伪随机信号的重复频纺,f2为第二伪随机信号的重复频率。现在假设两伪随机信号的波型彼此相等,且f1>f2。
当用TB代替根据所发送的第一和第二伪随机信号的相关性而得出的参考信号处于其最大值的周期的情况下,周期TB中所包含的第一和第二伪随机信号之间的波数差等于一周期的波数N,即得出下式
TB·f1=TB·f2+N将上式加以整理,于是TB可用下式(1)表示TB-N/(f1-f2) (1)就是说,参考信号达其最大值时的周期TB随两个时钟脉冲频率差的减小而增加。
设τ为发送以第一伪随机信号调相的载波时刻至接收从目标反射回来的载波时刻之间的传播时间。设TD为1)产生根据第二伪随机信号解调接收信号并对其相干检测而得出的目标检测信号的脉冲状信号的时刻、与.2)产生参考信号的脉冲状信号的时刻这两者之间的时差,由于在时间TD内所产生的第二伪随机信号的波数比在时间TD内所产生的第一伪随机信号的波数少(即,其差数为在传播时间τ内所产生的第二伪随机信号的波数),因而得出下式TD·f2=TD·f1-τ·f1将上式加以整理,TD就可用(2)式表示TD=τ·f1/(f1-f2) (2)就是说,时间TD是作为通过将传播时间τ延长f1(f1-f2)倍、或换句话说,通过将测定速度降低f1(f1-f2)倍得出的值测出的。可以说,按照本发明,通过延长测定时间可以提供主要适宜测定短距离的测距系统或测距仪。
这里,传播时间τ用下式表示τ=2X/V其中V代表传播速率,X代表至目标的距离。
于是根据(2)式可得出下列(3)式。
X= (f1-f2)/(2f1) ·V·TD (3)
总之,按(3)式测定时差TD即可测出距离X。
按照本发明的另一方面,微波雷达应用了抑制检测信号强度变化的技术,抑制是通过调节接收机/发射机中的信号强度、从而抑制因信号饱和和信号电平降低而引起的误差的产生而进行的。因此即使当从熔渣料面反射回来的微波信号的强度因炉子之类之中的熔渣料面的变化而变化时也能精确测定出炉中熔渣料面的位置。
此外,按照本发明的又另一方面,微波雷达进行平均处理以求出测定值的平均值,同时忽略低的S/N测定值。因此炉中熔渣料面的位置即使信号电平因熔渣料面突然变化而临时降低时也能精确测定出来。
按照本发明的另一方面,由于伪随机信号发生器是由一个计数器、一个存储装置和一个信号变换器构成的,因而可以采用任何M型信号和M型信号以外的其它伪随机信号,例如巴克码(Barker code)等。例如,当用巴克码作为伪随机信号时,可以用这样的方法灵敏地检测出从目标反射回来的信号每次输出巴克码时腾出一个时间间隔间歇产生一个信号,同时随着时间的推移改变雷达的信号灵敏度,以便暂时掩蔽无用的反射信号。
对计数器提供来自时钟脉冲信号发生器的时钟脉冲信号,计数器对时钟脉冲信号进行计数,并将计数值送到存储装置中。计数达计数器的上限值时,计数器复位到零,然后再继续计数。这时有复位信号加到接收装置上。存储装置应用供自计数器的计数值作为其地址将数据分派到存储装置的存储区中,并读出该分派的数据。象巴克码等之类形成所要求的伪随机信号的代码数据是事先存储在存储装置的存储区中的。信号变换器将从存储装置读出的数据变换成三值信号。当从存储装置读出的数据是伪随机信号的代码数据时,信号变换器根据代码数据值输出正(+)信号或负(-)信号,当从存储装置读出的数据不是代码数据时,信号变换器输出零信号。
这样,伪随机信号发生器与加到其上的时钟脉冲信号同步地重复输出存储在存储装置中的伪随机信号。
按照本发明的另一方面,接收装置被供以从目标反射回来并为接收天线所接收的反射信号,然后将该提供的信号加以放大或衰减。接收装置中的信号放大/衰减系数与伪随机信号发生器所产生的伪随机信号的周期同步地临时变化。
从下面结合附图进行的说明即可更清楚地了解本发明的上述和其它目的以及有利的特点。


图1是本发明炉内熔渣料面测定仪一个实施例的示意图。
图2是欲用于图1的炉中熔渣料面测定仪的微波雷达的一个实施例的结构方框图。
图3是说明图1中画出的微波雷达的工作情况的波形图。
图4是7位M型信号发生器一个实施例的结构示意图。
图5是图2的信号强度变换器一个实施例的方框图。
图6a和6b是图5工作特性的示意图。
图7是表示信号进入图2的信号平均操作器中的流程图。
图8是伪随机信号发生器结构另一个实例的方框图。
图9是图8中画出的存储装置的存储器中各数据的一个实例的示意图。
图10是图8中画出的信号变换器的输出数据与输出信号之间关系的示意图。
图11是信号变换器输出波形的示意图。
图12是图1中画出的微波雷达中的接收机工作时的定时关系图。
图13是本发明的微波雷达另一个实施例的结构方框图。
在图1所示的炉中熔渣料面测定仪的一个实施例中,编号41表示转炉,42是转炉41中的熔渣,43是熔融的钢铁。编号44和45分别表示内罩和吹管。
编号52表示采用M型信号处理的高灵敏度微波雷达,其详细结构稍后即将详细说明。编号55表示将微波雷达52与发射天线23和接收天线24连接起来的波导。
下面说明炉中熔渣料面测定仪中所使用的微波雷达52。
在图2所示的微波雷达实施例中,编号1和2分别表示时钟脉冲发生器,3和4分别表示伪随机信号发生器。编号5至9分别表示由例如双平衡混频器构成的乘法器。编号10至12分别表示低通滤波器,13和14分别表示分配器,15和16分别表示方波脉冲发生器,17表示加法器,18计时器(包括18a为传播时间测定器、18b为距离换算器),19载波振荡器,20混合耦合器,21发射机,22接收机,23发射天线,24接收天线,25目标。编号26表示信号强度变换器,27平均操作器,28显示装置。
下面参看图3的时间图说明图2微波雷达的工作情况。举例说,各伪随机信号发生器3和4可由MP型信号发生器构成。M型信号发生器可以是一个由7级结构的移位寄存器30和“异-或”电路31(如图4所示)构成的7位M型信号发生器,移位寄存器30则由例如7级结构的ECL(发射极耦合逻辑)元件构成。
M型信号是具有代码“1”(相应于正电压+E)和“0”(相应于负电压-E)组合码的周期循环信号。在此7位的实例中,产生127(=27-1)个信号(也称做127个信号单元)时就经过了一个周期。因此在本实例中,产生重复此周期的循环信号。
各伪随机信号发生器3和4由同一个电路构成,因而伪随机信号发生器3和4的输出信号型式相同。但加到伪随机信号发生器3和4上的时钟脉冲频率略有不同,因此发生器的一个周期略有不同。MP型信号以外的信号,例如Gold型信号或JP-1型信号都可用作伪随机信号。
各时钟信号发生器1和2装有一个石英振荡器,由此振荡器产生频率足够稳定的时钟脉冲信号,但时钟脉冲发生器1和2在所产生的频率方面略有不同。在此实施例中,时钟脉冲发生器1和2产生的频率f1和f2分别为100.004兆赫和99.996兆赫,因而两频率的差值f1-f2为8千赫。时钟脉冲发生器1和2分别产生的时钟脉冲信号f1和f2分别加到伪随机信号发生器3和4上。伪随机信号发生器3和4根据驱动时钟脉冲信号之间的频差而产生型式相同但其一个周期略有不同的M型信号M1和M2。这里,M型信号M1和M2各自的频率可计算如下。
(M1的频率)=127×1/100.004兆赫=1269.9492毫微秒(M2的频率)=127×1/99.996兆赫=1270.0508毫微秒因此,两个MP型信号M1和M2的周期大致相同,约为1270毫微秒(10-4秒),但时差约为0.1毫微秒。所以若M型信号M1和M2是循环产生且两个MP型信号的型式在某一时刻ta彼此匹配,则每当一个周期经过之后,两个信号之间产生0.1毫微秒的时差,或换句话说,当100个周期过了时,两信号之间产生10毫微秒的时差。
M型信号在1270毫微秒的周期产生127个信号单元,因此产生一个信号单元需时10毫微秒。所以,两个M型信号M1与M2之间发生10毫微秒时差的这一事实意味着M型信号彼此偏离一个信号单元。伪随机信号发生器3的输出M1加到乘法器5和6上。伪随机信号发生器4的输出M2加到乘法器5和7上。
举例说,载波发生器19产生频率约10千兆赫的微波。载波发生器19的输出信号由分配器13分配到乘法器6和混合耦合器20上。乘法器7例如由双平衡混频器构成。乘法器6将馈自分配器13的约10千兆赫的载波与馈自伪随机信号发生器3的M型信号M1相乘起来,并将通过对载波调相而形成的离散频谱信号馈到发射机21上。
发射机21对所输入的离散频谱信号进行功率放大,将其通过发射天线变换成电磁波,并将电磁波发射向目标25。由于频率10千兆赫的电磁波在空气中的波长是3厘米,且比炼钢炉中尘埃的大小(直径)足够大,因此尘埃等的影响不大。举例说,各发射天线23和接收天线24是由喇叭天线构成,以强烈限制其方向性,从而尽可能充分减小从目标以外的物体反射的电波能量。各发射天线23和接收天线24的天线增益例如约为20分贝。
从发射天线23射向目标25的电磁波经目标25反射之后,由接收天线24变换成电信号,然后通过信号强度变换器26馈到接收机22上。该信号强度变换器26的结构和工作情况稍后即将介绍。当然,输出信号加到接收机22上的时刻从电磁波从发射天线23发射起延迟了电磁波从发射天线23向前传播到目标25上然后从目标25往回传播到接收天线24所需要的传播时间。接收机22将输入信号放大,然后将经放大的信号馈到放大器7上。
另一方面,将从伪随机信号发生器3和4分别馈到乘法器5的M型信号M1和M2彼此相乘起来。表示乘积的时序信号加到低通滤波器10上。输入到低通滤波器10的信号(即表示乘法器5的输出值的时序信号)其波形如图3中的图(a)所示,在馈到乘法器5的两个伪随机信号的相位彼此匹配的时区a1中,输出电压+E是连续的。在两个信号的相位彼此不匹配的时区a2中,输出电压+E和输出电压-E随机产生。
低通滤波器10至12具有基于频带限制的积分功能。因此当两个信号的相位彼此匹配时,通过低通滤波器10至12作为对两个信号的相关操作值进行积分形成的信号是如图3的(b)图所示的脉冲状信号。当两个信号的相位彼此不匹配时,低通滤波器的输出信号值为0。于是低通滤波器10的输出端产生周期性的脉冲状信号。作为时间参考信号的脉冲状信号加到测时器18上。在本实施例中,f1和f2分别为100.004兆赫和99.996兆赫,因而按上述(1)式计算出来的参考信号的周期TB为15.875毫秒。图3中的图(d)示出了参考信号及其周期TB。
来自接收机22的接收信号和来自伪随机信号发生器4的M型信号M2馈到乘法器上,并将它们彼此相乘起来。当根据第一M型信号M1对发射载波进行调相而形成的接收信号经调制的相位与第二M型信号M2的相位匹配时,来自乘法器7作为相位匹配的载波信号的乘积就加到分配器14上。当接收信号经调制的相位与M型信号M2的相位不匹配时,来自乘法器7作为相位随机的载波信号的乘积就加到分配器14上。分配器14把输入信号分配到两个乘法器8和9上,即来自分配器14的两个输出信号R1和R2分别加到乘法器8和9上。
供以来自分配器13的一部分发射载波的混合耦合器20将与输入信号同相位的同相(0相位)分量信号I和相位垂直于输入信号的相位的正交(90°相位)分量信号Q分别加到乘法器8和9上。乘法器8将馈自混合耦合器20的信号I(即相位与载波振荡器19的输出相同的信号)与上述馈自分配器14的信号R1彼此相乘起来。同样,乘法器9将输入信号Q(即相位偏离载波振荡器19的输出90度的信号)与上述信号R2彼此相乘起来。因此乘法器8和9分别从接收信号提取零相分量(I·R1)和90度相位分量(Q·R2)、并将该两分量发送出来。
信号I·R1和Q·R2作为经检测的信号分别加到低通滤波器11和12上。
低通滤波器11和12具有基于频带限制的积分功能。借助于该积分功能,低通滤波器11和12对两个信号的相关操作值进行积分。就是说,当从乘法器7通过分配器14馈到乘法器8的上述信号R1其相位与从混合耦合器20馈到乘法器8的上述信号I的相位匹配,且当上述馈到乘法器9的信号R2与馈到乘法器9的信号Q匹配时,来自乘法器8和9的输出信号成了极性(电压+E或电压-E)预定的脉冲信号,从而分别在对各信号进行积分的低通滤波器11和12的输出端上有大电压出现。
当上述信号R1的相位与信号I的相位不匹配,且上述信号R2与信号Q的相位不匹配时,乘法器8和9的输出信号变成极性(即电压+E或电压-E)随机变化的脉冲信号,从而分别在对各信号进行积分的低通滤波器11和12的输出端上有零电压出现。
如此通过低通滤波器11和12积分处理的零相位和90°相位分量分别加到方波脉冲发生器15和16上。方波脉冲发生器15和16分别将各输入信号的振幅削方,并将输出信号作为操作的结果馈到加法器17上。加法器17将两个输入信号彼此相加,并将图3的(c)图所示的脉冲状检测信号加到测时器18上。
现在假设检测信号达到其最大值的时刻为tb。上述具有下列各步骤的技术在结构上或多或少是复杂的,但却能取得高度灵敏的目标检测信号,这些步骤是从通过相关处理接收信号和M型信号M2而形成的信号分别检测发射载波的零相位和90度相位分量;对各检测信号进行积分,然后分别削方该经积分的信号;最后把该对经削方的值彼此加起来,以获得目标检测信号。由于可获得诸如M型信号之类的伪随机信号的相关输出,因而可提供一个高SN测量系统,以减小干扰的影响,供增强信号之用。当然也可根据技术条件和费用采用应用晶体的检测技术,因为这种技术虽然灵敏度较差但结构简单。
测时器18由传播时间测定器18a和距离换算器18b构成。传播时间测定器18a测定馈自低通滤波器10的参考信号达最大值时与馈自加法器17的参考信号达最大值时两者之间的时间TD。因此传播时间测定器18a具有测定两个输入信号分别达最大值的时刻的功能。举例说,输入信号达其最大值的时刻可以这样检测检测输入信号的转变(从增加到减少)时刻,同时将目前的采样值与通过根据时钟脉冲信号对输入电压值进行采样一保持而依次得出的先前采样值进行临时比较。时间TD表示产生图3的(d)图中所示的参考信号的最大值时刻ta与产生图3的(c)图中所示的检测信号的最大值的时刻tb两者之间的时间。如上述(2)式中所述,时间TD可以通过将电磁波实际往返发射和接收天线23和24与目标25之间的距离所需要的传播时间τ延长f1(f1-f2)倍而计算出来。在本实施例中,由于f1=100.004兆赫,f2=99.916兆赫,因而下面的(4)式是通过将时间τ延长12,500倍得出的。
TD=12,500τ (4)求出参考信号的各周期TB用(4)式表示的时间TD。
由于本发明的测量时间大大地延长了,因而可高度精确地测出至目标的距离。因此可以说,本发明的测距仪适宜作测定诸如炉中熔渣料面、熔料料面等之类的短距离的料面计。
因此按(4)式计算时,从发射和接收天线23和24至目标25的距离可用下面的(5)式表示。
X=(f1-f2)/2f1·V·TD=1.2×104·TD (5)用(5)式表示的操作由距离转换器18b执行,以产生距离信号。
下面再说明信号强度变换器26的结构和工作情况。
在图5所示的信号强度变换器26的一个实施例中,控制信号从供自于微波雷达52的加法器17的接收强度信号的峰值中得到,检测信号的衰减量则根据如此得出的控制信号而调节。装在信号强度变换器26中的可变衰减器156按正比于供到其上的控制信号的信号强度的方式而对信号起衰减作用,并在没有控制信号加到其上时让接收信号原封不动地通过。
具体地说,在本实施例的信号强度变换器26中,来自加法器17的接收强度信号加到死区电路151上,而当加到死区电路151的接收强度信号的信号电平低于预定值时,没有控制信号输出,因而可变衰减器156不起信号衰减作用。当加到死区电路151上的接收强度信号的信号电平不低于预定值时,接收强度信号在经放大电器152放大之后加到峰值保持电路152上。峰值保持电路153的时间常数基本上与加到其上的输入脉冲信号(即放大器152的输出信号)的周期相同,且保持并输出该输入脉冲信号的峰值。放大器154放大供自峰值保持电路153的峰值,并将一个补偿值(Offest)加到经放大的值上去,由此产生上述控制信号,从而确定可变衰减器156中的衰减量。
图6a示出了信号强度变换器26的特性图,其中示出了输入接收强度信号的变化与输出控制信号的变化之间的关系,即可变衰减器156衰减量的变化。当接收强度信号的信号电平不小于死区电路151中预设定的极限值,就使控制信号正比于接收强度信号。在本实施例中,该极限值设定为0.7伏,从而当接收强度信号的峰值不小于0.7伏时输出控制信号。
图6b示出了整个测距仪中信号电平的特性图,其中示出了接收天线所收到的反射信号的信号强度与接收强度信号之间的关系。在反射信号强度小的区域,接收强度信号的信号电平低,且信号强度变换器26不起信号衰减作用。但随着反射信号强度的增强,信号强度变换器就使信号衰减。因此即使反射信号强度改变几十分贝,也能使这个变化减小到最小程度。
现在再回头参看图2,说明距离换算器18b之后这一级的信号处理过程。如图7所示,在平均值运算器27进行的平均运算处理流程中,来自距离换算器18b的电平测定值和来自加法器17的接收强度信号系加到平均值运算器27中。这时,接收强度信号的峰值大于预定的设定值。当接收强度信号的峰值大于预定的设定值时,平均值运算器27将加到其上的电平测定值加到电平测定值的和上,而当接收强度信号的峰值小于预定的设定值时,不进行加法运算。当加法运算进行到给定时刻时,平均值运算器27将电平测定值除以电平测定值的数目,于是通过加法运算得出熔渣料面平均值。接着,平均值运算器27将电平测定值的和复位到零,准备进行下一步平均运算,而当加法运算进行的时间没有达到给定的时刻时,平均值运算器27就回到处理过程的开始,准备接收下一个信号输入,操作也直接返回到处理过程的开始,准备接收下一个信号输入。
在这个实施例中,平均运算处理可以采用个人计算机进行,得出的熔渣料面平均值则送到显示装置(CRT)28中。
信号强度变换器26虽然系设在微波雷达52的接收端与在本实施例中有待插入炉中的接收天线24之间,但也可以设在微波雷达52的发射端与发射天线23之间。
由于平均值运算器27排拆因干扰等引起的测定信号,因此在微波雷达可以无需设信号强度变换器26。
图2的微波雷达伪随机信号发生器3和4都可以取图3所示的结构形式,也可取图8所示的结构形式。
图8所示的伪随机信号发生器由一个计数器32、一个存储装置33和一个信号变换器34组成。
计数器32接收时钟脉冲信号作为输入信号,对该输入时钟脉冲信号进行计数,然后将时钟脉冲的计数值馈到存储装置33中。计数器32进行从0到计数上限值n的计数操作。计数值达上限值n时,计数器复位到0,然后重新开始计数操作。在本实施例中,上限值是127,因此计数器32与所馈的时钟信号同步地重复从0至127的计数操作。计数器复位到0时,就有同步脉冲信号向外发出。
存储装置33有一个存储数据用的存储器,由ROM(只读存储器)、RAM(随机存取存储器)等组成。存储装置33接收来自计数器32输出的计数值,在以计数值作为存储器地址的同时读出存储在存储器中的伪随机信号的代码数据,并将数据馈到信号变换器34中。
在本实施例中,存储装置33的容量为数据长度为2位的128个数据,以0至128的地址而被规定。存储器中各数据的第一位表示待存储的伪随机信号的代码模式。因此第一位定为“1”或“0”,对应于伪随机信号的“1”或“0”。存储器各数据的第二位用以判断存储器中的数据是否伪随机信号的代码数据。存储器中的数据为代码数据时,第二位定为“1”。存储器中的数据不是代码数据时,第二位定为“0”。
图9的表中示出了存储装置33的存储器中存储有码长为7的巴克码数据的情况。在此实例中,用对应于巴克码数据的“11”和“10”来表示的2位数据被存储在存储器的0至6的地址中,同时,用“00”表示的2位数据被存储在存储器的7至127的地址中。由于对应于地址0至127的数据是根据馈自计数器32的输入信号依次读出的,因而存储装置33中的数据读出操作是与馈到计数器32的时钟脉冲信号同步地在128个时钟脉冲组成的一个周期中反复进行的。
在图10的表中示出了本实施例的信号变换器34中输入数据与输出信号之间的关系。信号变换器34接收来自存储装置33的数据,将数据变换成三值信号,然后发送出去。就是说,当馈自存储装置33的2位数据为表示代码数据的“11”或“10”时,信号变换器34产生对应于该数据的正(+)或负(-)信号。当2位数据为“00”或“01”时,信号变换器34产生零信号。
图11示出了信号变换器34输出信号的波形,这也就是数据馈自存储内容如图9所示的存储装置时的伪随机信号发生器的输出信号的波形。有关于该输出波形,相应于从存储装置33读出的数据而发送出一个正(+)、负(-)或零(0)信号。由于从存储装置33读取数据的操作是在存储器33中存储地址的数目所确定的周期内与时钟脉冲信号同步地重复进行,因而来自信号变换器34的输出信号的波形是由重复7个时钟脉冲的巴克码输出信号和121个时钟脉冲的零信号形成的。
下面谈谈图8的伪随机信号发生器应用到图2的微波雷达时微波雷达的工作情况。鉴于图8的工作情况大致上与图2的工作情况相同,因此这里只谈谈不同的部分。
在本实施例中采用了30.002兆赫和29.998兆赫的时钟信号和10千兆赫的载波信号频率。各伪随机信号发生器3和4的结构如图8所示。码长为7的巴克码和持续时间预定的零信号是与时钟脉冲信号同步地重复产生的。
在本实施例中,乘法器(调制器)6根据馈自伪随机信号发生器3的伪随机信号调制通过分配器13馈自载波振荡器19的载波。这里,来自伪随机信号发生器3的输出信号是+、-或0的三值信号。当信号为+或-时,就相应地对信号进行调相。当信号为0时,停止输出载波。因此从雷达通过发射天线23发射到目标的信号成了间歇信号。
在本实施例中,用在微波雷达中的接收机22通过接收天线接收从目标反射回来的信号,并对该信号进行放大/衰减。如图2中虚线所示,接收机22接收伪随机信号发生器3的输出作为同步脉冲信号,因而接收机22在与供自伪随机信号发生器3的同步脉冲信号同步地临时改变信号的放大/衰减系数的同时,输出该接收信号。
在图12示出接收机22工作情况的时间图中,图12的(a)和(b)图分别示出伪随机信号和作为伪随机信号发生器3的输出信号的同步脉冲信号的波形。图12的(c)图示出了接收机22中信号放大系数的时间变化。当接收机22接收来自伪随机信号发生器3的同步脉冲信号时,接收机22在输入脉冲那一瞬时之后的一段任意时间t内将信号衰减系数增加,以便及时限制输入从接收天线24所收到的无用反射信号,从而抑制无用反射信号的影响。
如上所述,在接收机22的信号放大/衰减系数系与供自伪随机信号发生器3的同步脉冲信号同步地控制的情况下,可根据测量环境而取消信号强度变换器26。
在图13所示的微波雷达的另一个实施例中,采用了图8所示的伪随机信号发生器,且伪随机信号直接用作发射信号。
此外在本实施例中也和图2的上述实施例一样,采用了使用型式相同但频率稍不同的两个伪随机信号的伪随机信号处理方式。就是说,本实施例中采用了30.002兆赫和29.998兆赫的时钟脉冲信号。这里,伪随机信号发生器3和4的结构如图8所示,且产生码长为7的巴克码。
来自伪随机信号发生器3的伪随机信号馈到发射机21上。馈到发射机21的伪随机信号经功率放大后通过发射天线23变换成电磁波。电磁波射向目标。因此在图13的微波雷达的结构中取消了图2中的分配器13和乘法器6以及载波振荡器19。
此外,来自发射天线23的电磁波从目标反射回来之后通过接收天线24被变换成电信号。然后电信号馈到接收机22上。然后由乘法器(混频器)7将来自接收机22的接收信号和来自伪随机信号发生器4的伪随机信号彼此相乘起来。相乘的乘积馈到低通滤波器11上。因此在本实施例中取消了图2中画出的分配器14、乘法器8和9、低通滤波器12、方波脉冲发生器15和16、加法器17、混合耦合器20和信号强度变换器26。
来自低通滤波器10的输出和来自低通滤波器11的输出馈到传播时间测定器18a,然后按与图2的情况相同的方式进行处理,从而传送出作为距离换算器18b的输出信号的发射和接收天线23和24与目标25之间的距离。
在诸如易于产生无用反射波的炉中空间这样的狭窄测量环境中,通过时间选通电路并利用由于使用微波雷达来测定至目标的距离而使测距时间获得延长这个好处,就可以基于有用反射波而检取检测信号。或换句话说,可以消除基于无用反射波的检测信号,从而可以稳定地测定出料面位置或距离。
虽然以上诸实施例示出了两个天线分别用作发射天线和接收天线的情况,但是显然,本发明并不局限于上述实施例,并且本发明可适用于单个天线兼作发射和接收天线的情况。在此情况下,在天线系统中采取利用定向耦合器或发射/接收切换开关分离发射信号和接收信号的技术。
尽管上述诸实施例举的是采用10千兆赫微波作为载波的情况,不言而喻,本发明不仅适用于采用极高频(EHF)电磁波作为载波的情况,而且也适用于采用诸如光、声波、超声波等之类的电磁波作为载波的情况。
另外,可以在上述微波雷达中增设计时器计算所测定的至目标的距离在单位时间内的变化从而测定目标的速率。
本实施例中的微波雷达不仅可用于炉中熔渣料面测定仪中,而且也可用以测定埋置在地中或水中的目标的位置,或在地中等进行探测。此外,如果适当设定供产生两个伪随机信号之用的时钟脉冲频率,本发明的微波雷达就足可用以测定至诸如飞行物、船舶、车辆等之类的一般目标的较大距离,或测定它们的位置。
权利要求
1.一种配备有微波雷达的炉中熔渣料面测定仪,其特征在于,所述微波雷达包括第一伪随机信号发生装置,用以输出第一伪随机信号;第二伪随机信号发生装置,用以输出型式与所述第一伪随机信号相同但频率与所述第一伪随机信号略有不同的第二伪随机信号;第一乘法器,用以将第一和第二伪随机信号彼此相乘起来;载波发生装置;发射装置,用以将基于所述第一伪随机信号的发射信号通过插入炉中的发射天线发射到熔渣表面;接收装置,用以通过插入所述炉中的接收天线接收从所述熔渣表面反射回来的信号,从而得出检测信号;第二乘法器,用以将所述接收信号与所述第二伪随机信号相乘起来,从而输出一个载波;一个检测装置,用以检测从所述第二乘法器输出的载波,从而输出接收强度信号;和时差测定装置,用以测定所述检测装置输出的所述接收强度信号的时间序列图与所述第一乘法器输出的乘积值的时间序列图这两者之间的时差,从而输出料面测定值;和信号强度变换器,插在所述发射装置与所述发射天线之间或所述接收天线与所述接收装置之间,用以根据从所述检测装置输出的所述接收强度信号的强度调节所述发射信号或所述接收信号的信号电平,并用以输出经如此调节的信号。
2.根据权利要求1所述的炉中熔渣料面测定仪,其特征在于,所述微波雷达包括一个平均值运算器,用以代替所述信号强度变换器求出所述料面测定值的平均值。
3.根据权利要求1所述的炉中熔渣料面测定仪,其特征在于,它还包括一个均化操作装置,用以均化料面测定值信号。
4.根据权利要求3所述的炉中熔渣料面测定仪,其特征在于,所述均化操作装置具有进行均化操作的功能,同时每当所述接收强度信号的值低于一个给定值时忽略所述料面测定值。
5.根据权利要求1所述的炉中熔渣料面测定仪,其特征在于,各所述第一和第二伪随机信号发生装置包括一个计数器,用以对时钟脉冲信号进行计数,从而输出计数值;一个存储装置,在利用供自所述计数器的计数值作为地址的同时,读取存储在其中的数据;和一个信号变换器,用以将所读出的存储数据变换成作为其输出的三值信号;且其中所述接收装置能随着时间的推移与伪随机信号的周期同步地改变信号接收灵敏度。
6.根据权利要求1所述的炉中熔渣料面测定仪,其特征在于,所述微波雷达不配备有所述信号强度变换器;并且其中各所述第一和第二伪随机信号发生装置包括一个计数器,用以对时钟信号脉冲进行计数,从而输出计数值;一个存储装置,在应用供自所述计数器的计数值作为地址的同时,将所存储的数据从该存储装置中读出;和一个信号变换器,用以将所读出的存储数据变换成作为其输出的三值信号;并且其中所述接收装置能随着时间的推移与伪随机信号的周期同步地改变信号接收灵敏度。
7.根据权利要求1所述的炉中熔渣料面测定仪,其特征在于,所述检测装置包括第一分配器,用以取出所述载波发生装置的一部分输出;一个混合耦合器,被供以所述第一分配器的输出,并用以将所述输出变换成一个同相分量,即I信号,和一个正交分量,即Q信号,所述I和Q信号的相位彼此正交;第二分配器,用以将所述第二乘法器的输出分配成两个信号,即R1和R2信号;第三乘法器,用以将所述混合耦合器所输出的I信号和所述第二分配器所输出的所述R1信号相乘起来;和第四乘法器,用以将所述混合耦合器所输出的Q信号与所述第二分配器所输出的所述R2信号相乘起来。
8.根据权利要求1所述的炉中熔渣料面测定仪,其特征在于,所述时差测定装置包括第一低通滤波器,被供以所述第一乘法器的输出,从而限制其频带;第二和第三低通滤波器,分别被供以所述第三和第四乘法器的输出信号,从而分别独立地限制其频带;第一和第二方波脉冲发生器,分别被供以所述第二和第三低通滤波器的输出信号,从而分别独立地进行削方操作;一个加法器,用以将所述第一和第二方波脉冲发生器各自的输出信号彼此相加起来;和一个测时器,用以测定所述第一低通滤波器的输出信号达最大值时与所述加法器的输出信号达最大值时这两者之间的时间间隔。
9.根据权利要求1所述的炉中熔渣料面测定仪,其特征在于,所述微波雷达还包括一个载波发生装置,该装置产生用以受所述第一伪随机信号调制的载波,从而成为所述发射信号。
全文摘要
一种炉内熔渣料面测定仪,该测定仪具有一个微波雷达,用以测定转炉等之中的熔渣料面。根据检测信号的电平调节发射信号或接收信号的电平,从而将微波雷达中的信号电平调节到恒定不变。此外,输入料面测定值和检测信号,然后对在预定时间内得出的料面测定值求出其平均值。在求平均值的运算中,当检测信号小于某给定值时,进行平均运算而不考虑当时的料面测定值。
文档编号G01S13/32GK1055392SQ91102080
公开日1991年10月16日 申请日期1991年3月28日 优先权日1990年3月30日
发明者长栋章生, 手浩一, 小峰勇 申请人:日本钢管株式会社
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