专利名称：用于测量长度和角度的仪器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种含有一个电容传感器的线性或角度测量仪，所述电容传感器具有用以发送耦合信号，并沿一第一线性或曲线阵列排列的发射电极，所述发射电极与在所述电极上产生的第一空间周期模式电信号第一装置相连，所述电信号系沿所述第一阵列进行增量移位而产生;所述传感器还具有用来接收电容耦合信号、并与沿所述某一元件的第一阵列判定相对位置的第二装置相连的接收电极，所述元件具有一个第二空间周期阵列，它有着影响发射信号和接收信号之电容耦合的特征。
这种仪器的几个实施例已为公众所知。一种具有交错电极曲线阵列的即奇数电极(odd electrode)连接在一起以及偶数电极(even electrode)连接在一起的旋转式电容编码器见美国专利号为1，674，729的专利文献中的描述。这些阵列在每个信号周期T内有两个电极，即奇数电极和偶数电极上的电信号的相位相反。为了在空间周期Tx内以更高的精度插入，一种较好的做法是，每一空间周期Tx的电极数N远大于2个例如，位置是用测量耦合到接收电极上信号的相位的方法确定的(如果必要，在解调以后)，存在着由于电极间距为Tx/N而产生的谐波波形和与空间周期Tx有关的基波波形之间的一个频率比N，此比数越大，用滤波方法滤去不需要的谐波就越容易。
在美国专利号为3，342，935的专利文献中，测量板上触针(stylus)的精确位置是用从由丝状电极的两个正交阵列组成的一个矩阵获取触针拾取信号来测量的，其中，每一轴一个阵列，每一阵列的丝状电极与四个正交的正弦波相连，相邻导线(wire)的相位为(例如)0，90，180，270，0，90度等，每一空间周期Tx有4个丝状电极。所有这些实施例中，电极必须同时与传感器和测量盘相连，传感器与测量盘之间也必须连接在一起。
德国专利号为2.218.824的专利使得电容耦合回到传感器上的信号能够由测量盘拾取。建议采用相位测量方法的英国专利号为2.009.944的专利也提供了从测量盘回到传感器的这种耦合。在这两种情况下，都去掉了传感器与测量盘之间的必要连接，但其代价是要有一个更宽的测量盘和传感器范围。这是由于在发射电极阵列的旁边，传感器需要至少一个拾取电极，以得到与测量盘上的接收电极的电容耦合;另外，一保护电极需要屏蔽拾取电极，使之不与传感器上的发射电极直接耦合。结果，传感器的宽度以及测量盘使许多应用受到限制，或者是由于缺少空间，例如，在小型缸经规探测器(miniature cylindrical ganging probes)的应用中，或者是经济原因(例如，如果此传感器被集成在一硅印模(silicon die)，其成本将随其尺寸而显著增加。同时，因为测量盘电极必须有两个分立区，一个区用来接收来自发射电极阵列的信号，另一区用来把接收信号耦合回到拾取电极，两个区域连接在一起，测量盘电极的形状和位置大大限制了某些应用，特别是在二维测量盘的情况下，使这些应用成为不可能。
本发明的一个目的在于补救这些缺陷，并且为此目的，本发明的特征在于，所述传感器包含第三装置，所述第三装置用来暂时断开发射电极、然后再与所述第一装置断开，并使它们与所述第二装置相连，从而可以瞬间接收，所述第三装置提供瞬间接收电极的第二空间周期模式，所述第一和第二模式交替位移一增量，从而一个模式的位移发生在另一模式的位移之间的间隔内，所述元件产生一由瞬时接收电极接收的信号的周期涨落。
本发明使一简单、低成本仪器的制造成为可能，即使其传感器完全集成在一硅印模上也是如此，这是由于窄电极阵列只需要一小区域的缘故。另外，由于传感器和测量盘之间的局部距离的不同通常是影响精度的主要原因，对较小尺寸的电极阵列，因减小这些尺寸已经使精度得到提高。
本发明所述传感器可以被构筑成能够与具有不同类型的元件或测量盘一起工作，这些元件或测量盘具有影响耦合电容的电极、地貌或其他空间周期参数。测量盘可以具有很简单的几何形状，例如，电极可以呈矩形，不必与保护电极分开。测量盘电极可以比传感器电极宽、窄，或相同宽度。例如，这就允许对测量盘做直线延伸，可以在用本发明两个传感器进行二坐标测量所述测量盘有一个二维电极阵列。
另外，为了简便和测量精确起见，所述第二装置能够在解调以后，采用对瞬时接收电极接收的信号的相位进行估算的方法，来寻找传感器所述元件的相对位置。
在一种最佳实施例中，所述第一装置提供一具有周期2Tx的第一空间周期模式，所述2Tx由与第一电势相连的N个电极的第一组构成，所述第一电势与连接到第二电势的N个电极的第二组一起交替变化，此处N为大于3的整数，所述第三装置提供一具有周期Tx的第二空间周期模式，它由至少由一个与N个电极的每一组断开、从而进行瞬时接收的电极构成，被选瞬时接收电极在至少两个同电位的电极之间。
本实施例以相对较为简单的电子结构获得了良好的测量精度。因为模式的空间周期是测量盘模式的空间周期的两倍，所以，由于测量盘以及影响所有测量盘电极的电极之间的电压差而产生的影响被消除。由于较长的图形周期，传感器与测量盘之间更大的间距成为可能，由于在间距增大时，有用信号强度降低较少。
邻近瞬时接收电极的电极的直接耦合不会影响测量，这是由于其电位在所述第一模式位移期间保持不变的缘故。
所述第一和第二结构具有M个电极的移位增量具有优越性，M为一个接近N/2的整数。
这样一个移位等同于一个M-N/2个电极的相当小的增量，但所述第一模式的信号极性随每一移位而变。由于大量的电极在每一移位时改变其电位，所以信号强度很大。另外，对来自瞬时接收电极的信号进行解调，即，每隔2个移位反转信号的极性，则合成信号将与用所述更小的增量产生的一非解调信号相类似，但是，由移动静电荷、压电特性等产生的不合需要的低频信号将被所述解调拒绝而让位给容易被滤波的高频。
在一种较佳实施例中，移位增量之前或之后N个电极的第一和第二组所形成的模式对称于任一瞬时接收电极的中点附近，若是隔离的话，或则对称于任意一组接近瞬时接收电极的中点附近。
在没有测量盘的情况下，或者如果其电极从瞬时接收电极或电极组的中点看也形成一对称模式，则在瞬时接收电极上耦合的信号为零，这是因为从所有电极上删除了耦合的缘故。这就大大方便了测量。这种情况也可能发生在故障或错误耦合时对传感器进行测试的情况下，这是因为在这种情况下，在没有测试盘时，接收的信号也不会消除(或者具有不带电极和起伏形状的虚拟测试盘)。
在一种最佳实施例中，此仪器包含一个与2N个第一线(Pa-Pp)相连接的信号发生器，在一条线(Pa)上产生一个从一个时钟输入产生的周期信号输出，并称位所述信号1至2N-1个时钟周期，从而产生2N-1条剩余线(Pb-Pp)的附加2N-1个信号，每一电极可以切换到这些线中的一条上。
优越之处在于，所述信号发生器还与N个第二线(Rai-Rhp)相连，从而提供所述第二模式，在所述N条第二线(Rai-Rhp)上产生的信号控制电子电源开关(S1)，使每一电极与所述第一2N线(Pa-Pp)相连或断开，并且电子拾取开关(S2，S3)断开，分别把所述电极与某一差动放大器(differential amplifier)相连。这一方案安全，必要的逻辑简单。
在一种最佳实施例中，每一个电极与第一拾取开关(S2)相连，第一拾取开关(S2)后有一个第二拾取开关(S3)，所述开关之间的公共部分在所述开关打开时与一恒定电位相连。这就阻止了电极与差动放大器的任意不合需要的耦合。
在一种类似的实施例中，拾取开关(S2，S3)与二条第三线(I1，I2)中的一条相连，这些线由一换向器(S5，S6)与放大器相连，放大器后接取样-保持电路，然后再后接一微分-单端转换器、一滤波器和一比较器。
这种实施例的电子线路制作简单，通常不会影响传感器精度。
结合附图通过举例描述本发明的一个实施例，可以从描述中和权利要求书中看到本发明的其他优点。
图1A和1B分别描述本发明的传感器和测量盘电极的线性(图1A)和曲线(图1B)阵列。
图2举例描述了电位的四个连续状态和本发明一传感器的瞬时接收电极模式。
图3是本发明传感器电子电路基本部分的示意图。
图4描述的是对应于在图2中局部描绘的电位模式和瞬时接收电极模式的所述电子电路的波形和信号。
本发明的一种仪器含有一传感器1，传感器1带有一电极阵列10和一由一电极阵列20形成的测量盘2，如果1A所示。传感器1和测量盘相互面对面布设，以间距H相隔。传感器1可沿着座标X相对于测量盘移动，座标X即是要予以测量的。Tx为测量盘电极20沿X方向的间距，Tx/N为一个传感器电极的间距，N为Tx上的电极数，图1中，N＝8。部分传感器电极10起着作为接收电极10R的功能，接收电极10R受其余电极产生的场的影响，是相对于测量盘2的电极20的位置的函数。因为接收电极的模式不断发生移位，所有电极10依次成为接收电极10R。这样，所有电极10具有相同的功能。这一简单结构的优点在于跨传感器X的宽度W可以与测量盘电极阵列一样大，在测量盘和传感器必须很窄(W＜＜T)的情况下以及当测量盘到传感器的距离H相当重要的情况下测量盘电极和传感器电极之间的耦合电容对于某一给定间距H随宽度W的增加而急聚下降，这一特性特别有用。假设测量盘和传感器电极阵列有相同的宽度，对比值W/H＞＞1的情况，耦合电容的下降约正比于W，而当宽度W变得次于间距H时，耦合电容将以H/W平方的比率显着趋于下降。
这种尺寸限制(即，宽度W比间距Tx小得多，间距H与所述宽度W具有相同的数量级)在旋转编码器中可以经常见到，旋转编码器必须绝对是一圈或者是一圈的一部分，并且内外半径之间只有很小的差别，例如，如果所述编码器环绕一轴构筑，则为了建设性的原因，此间距H不可以做成任意小。图1B所示的电极阵列最适合于这种情况。传感器101有一个由16个电极110组成的环形阵列，电极110面向一个带有两个电极120A、120B的环形测量盘102;这样，圆形周期Tx对应于半圈的数量。瞬时接收电极10R的图形由两个分开180度、环绕周长成恒定位移的电极构成。采用这种方式，在传感器电极阵列周围就不再需要一环形接收电极和它们之间的保护电极，那样的话，由于所述传感器电极阵列的宽度W可能较窄，使耦合电容减小，而急剧减小有用信号。采用本发明的这一特性而制作的这一电极结构很适合这一特定情况。
其他优点在本发明的传感器的工作详细描述中得到说明，其方法是首先分析使电位模式沿瞬时接收电极上的电极10的阵列移位而产生的效果。为此，图2举例描述了本发明传感器的一组32个电极上，电位模式和瞬时接收电极的四个连续状态。为了清楚起见，应该承认，这32个电极位于一个更长的线性阵列的中部，消除有限长阵列扰动的手段将在下文中描述。
图2中所示的电位模式由两种电位构成V1(白色)、V2(阴影部分)。除了瞬时接收电极10R，阵列的所有电极10或者处于V1，或者处于V2。所述模式每隔16个电极重复一次，尽管刻度周期Tx在图1中对应于8个电极(N＝8)，但电位模式的周期为2Tx。对于瞬时接收电极10R模式也是这样，尽管电极8个一组分开;事实上，所述模式由瞬时接收电极构成，这些电极交替地与两个放大器的一个或另一个输入端(图中未画)相连，所以两个模式的周期为2Tx。在任一给定时刻，每一个第16个电极10将具有相同的电位和相同的功能，即，或者在电位V1，或者在V2，或者作为瞬时接收电极与一个放大器输入端相连，或者与另一输入端相连。这样，图2中的电极用a到p的16个字母表示在2Tx的间隔中相对位置特征，每一个字母在图2所示的32个电极中出现两次。因此，具有相同字母的电极，其电位相同，基功能相同。图2中，在时刻tOR的模式如下除了瞬时接收电极10g，电极10a-10h处于电位V2，除了瞬时接收电极100，电极10i-10p处于电位V1。然后，在时刻tOS，电位模式平移5个电极，即向右平移5Tx/8;电极10f，10h-10m处于电位V2，电极10n，10p，10a-10e处于电位V1;瞬时接收电极10g、10。不动，因为它们接收了由5个电极10a-10e而产生的由V2度变公到V1、以及由5个电极10i-10m产生的由V1变化到V2的电位变化耦合的信号;同时，接近瞬时接收电极10g的电极10f和10h以及接近10o的10n和10p保持在同一电位上。受测量盘的周期Tx的影响，如图2中未示出电极的影响，上述电位变化将在所述瞬时接收电极10g和10o上引起一电位变化。这一电位变化是测量盘电极对传感器相对位置的函数。如果测量盘电极正好面向瞬时接收电极10g和10o，则受所述测量盘电极的影响，每一组5个电极10a-10e和10i-10m的耦合由于对称的原因而相等，从而由于这两个由5个电极构成的电极组的电位变化具有相反的极性，电极10g和10o上感应电位变化的净值将为零。另一方面，如果测量盘电极略微向右移动，从一组电极10a-10e到瞬时接收电极10g的耦合将增加，而从另一组5个电极10i-10m到另一瞬时接收电极10o也将增加。假定电位V1高于V2，瞬时接收电极10g上的电位将增加，瞬时拉媚电极10o上的电位将下降。相反，如果测量盘电极略微左移，则很明显，电极10g上的电位将减小，电极10o上的电位将增加。如果测量盘电极不是正好面向瞬时接收电极10g和10o，而是与他们等距离，即与它们的距离为Tx/2，则电极10g和10o上感应电位的变化将再次为零。
人们看到，瞬时接收电极10R上的电位变化了一个周期Tx，且幅度相等，但极性相反，并且是一个周期函数，周期为Tx，此周期为所述瞬时接收电极和测量盘电极之间的位移。所以，把二分之一个瞬时接收电极连接到差动放大器的一个输入，另一半瞬时接收电极连接到其他输入端，则有用信号被加倍，而由于传感器和测量盘的电极外部的影响，传感器和刻度盘之间电位的整体变化将消除，且这些变化在所述差动放大器的两个输入端具有相等的幅度和极性(图3)。
其次，在时刻t1R，瞬时接收电极模式向右平移5个电极的增量，即5Tx/8。瞬时接收电极10R现在是电极10l和10d，而电极10g和10o再次与V1和V2相连。其他电极上的电位模式保持不变，并且仅在时刻t1S，向右平移一个5个电极的增量(5Tx/8)，而瞬时接收电极10l和10d将拾取10f-10g的五电极组V2至V1的跃迁信号以及5电极组10n、10o、10p、10a、10b上V1至V2的跃迁信号。这里，靠近瞬时接收电极10l和10d的电极，即10k，10m，10c，和10e将保持同一电位。
按照图2本发明传感器给出的实例，电位模式描述了必须获得良好传感器工作特性的这种模式的特征。一个特别的特征是在平移期间的瞬时接收时，每一电极或一组接近电极的中点附近的平移前后，电位模式之间的对称例如，考虑tOR和tOS时刻的这些模式，人们看到在tOR时刻，电位为V2，在一个瞬时接收电极的右侧有一个电极10h，左侧有六个电极10a-10f，在tOS时刻的同一电位V2，左侧有一个电极10f，右侧有六个电极10h-10m。另一个特征是，本例中的接近瞬时接收电极的电极10f和10h处于同一电位。
假设每一间距Tx有N个电极，当电位模式平移增量M个电极时，N-M个邻近电极处于同一电位。由于上述对称原因，几组R个邻近瞬时接收电极必须处于所述N-M个电极的中间。于是很明显，如果N-M为偶数，则R必定为偶数，如果N-M为奇数，则R必定为奇数，特别是，如果N-M为奇数，则只有一个瞬时接收电极(R＝1)。
用数码1至N从左至右对图2中的间距Tx内的N个电极编号，第一瞬时接收电极数的数码是J＝(N+M-R)/2+1并且在只有一个瞬时接收电极(R＝1)的情况下J＝(N+M+1)/2对于间距Tx内有8个电极并且增量为5个电极的情况，对应于图2中的电极10g，第一瞬时接收电极的数码J将是7。另一种合适的模式是，间距Tx内有16个电极而增量是9个电极，那么瞬时接收电极的数码J是13。
在瞬时接收电极10R的附近，某一平移的前后，使用在电位模式之间具有所述对称特性的电位模式和瞬时接收电极模式，确保了在没有测量盘的情况下，或者当测量盘电极环绕所述电极10R也形成一对称模式时，在所述电极10R上耦合的电位变化为零。在电位模式平移期间，邻近瞬时接收电极的电极确保了电极之间不发生耦合这一点很重要，因为邻近电极之间的窄间距意味着即使在所述间距的变化很小时，互感电容也有很大变化。
图2中所示模式的其他特性也令人感兴趣。因为这些模式的间距是刻度Tx的两倍，均衡影响所有测量盘(共同模式电压)电极，在测量盘与传感器之间电位变化的影响可以被减小或者甚至被抑制，这可以从上面看到。这一双倍模式间距的另一个优点是在增加测量盘至传感器间距H时，在瞬时接收电极上耦合的电位变化的缓慢减小。平移增量接近Tx/2(这里为5Tx/8)的选择还有下述优点，使得能够在瞬时接收电极上对信号进行简单解调，这个解调有另一个附加优点，即杜绝了在测量盘和传感器的相对运动期间由静电荷产生的低频噪音信号或者在振动中由压电效应产生的低频噪音信号。假定一移位增为5Tx/8，与3Tx/8合在一起接近T/2，但不相等，则从零开始，可以以Tx的分数形式(即Tx若等于1)，有下述瞬时接收电极和刻度之间的相对位置序列0，5/8，10/8，15/8，20/8，25/8，30/8，35/8，40/8，等。
因为测量盘和瞬时接收电极之间的耦合具有周期为Tx的空间周期性，则在一个间距内的等效相对位置是0，5/8，2/8，7/8，4/8，1/8，6/8，3/8，0因此与测量盘电极的情况相同，有8个取样值(sample)成偶数沿一个间距Tx分布，从而一间距内的每一电极(并延伸至所有电极)依次成为瞬时接收电极;这是当表述为分数Tx(这里是5/8)的平移增量的分子(这里为5)的分母(这里为8)没有公共因子的情况，如果不是这样，每一间距内取样值的数量至少可以减半。
取f为取样频率，用+1，-1，+1，-1，等依次乘以取样值对取样值序列进行解调，则可以得到一频率为f/8的解调信号，因为耦合具有空间周期性，并且近似为周期是Tx的正弦波，因而极性的改变等效于一平移Tx/2。于是解调信号等同于下述取样值序列0，1/8，2/8，3/8，4/8，5/8，6/8，7/8，0，等。
在滤波去除了低频噪声(由所述解调去除高频)以及取样过程产生的高频(量化噪声)以后，这一序列的实际频率为f/8。
如果在图2给出的例子中，平移增量为3Tx/8，即另一平移接近Tx/2，则也可以找到频率为f/8的解调频率，但序列的顺序逆转，即相对于平移的方向向左，0，7/8，6/8，5/8，等等。因此，接近T/2的平移的优点就明显了，因为这样容易去除低频噪声信号。另外，因为每一平移时，电位V1和V2之间的电极变化量正比于平移增量，所以瞬时接收电极上信号随平移增量而增加。但是一条限制是由保持在一个瞬时接收电极的每一侧，同一电位的一个电极的最小值，(即N-M＝3)给出的。
也可以有几组邻近瞬时接收电极，以及(或者)平移增量，从而一个或多个瞬时接收电极每一侧上的多于1个的电极保持在同一电位上。具有孤立瞬时接收电极(即模式的每半个周期(Tx)上有一个这种电极)模式的优点在于换向装置的简化。其缺点在于测量盘的耦合电容较小，但这一点由瞬时接收电极和基片之间的电容等效减小得到部分补偿，从而电位的有效变化不会受到很大影响。
一个间距Tx上传感器电极的数目N也可以从4起向上变化。当N＝4时，有一个电极改变电位(M＝1)，一个瞬时接收电极由两个保持在相同电位上的电极隔开。N的最佳选择主要由所要求的线性度、滤波特性以及电子线路的复杂程度确定;较大的N很明显需要更为复杂的电子线路，但只需要一个简单的滤波器，因为取样产生的量化噪声频率将远远大于感兴趣的频率。实际上，N也可以是由制造技术(例如，如果传感器电极基片是一个印刷电路)限制的。为了说明文字及附图清晰起见，本发明图2，3，4中所描述传感器例子在一个间距Tx上有8个电极;如果传感器是做在硅衬底上的，如在所述例子的情况下，则最好具有较大的N值，例如N＝16(例如，平移增量为M＝9个电极和隔离的瞬时接收电极，R＝1)或更多，但是即使对于级别为Tx/1000的简单滤波装置，N＝16已足以获得良好的线性度。
为了产生图2举例说明的、本发明传感器的电位模式和瞬时接收电极模式，并且为了从耦合到所述瞬时接收电极上的信号中获取测量盘与传感器之间的相对位置，可以使用一种电子线路，其主要部分示于图3。这一电路产生的波形和信号如图4所示。
由外部时钟信号CK同步的信号发生器30产生在16线Pa-Pp加一线XI上具有16个时钟周期Tck的周期性的信号，以及在8线Rai-Rhp上具有8个时钟周期Tck的周期性的信号。
16条线Pa-Pp通过开关S1a-S1p分别与相对应的电极10a-10p相连，即线Pa通过开关Sa与电极10a相连，Pb通过Sb与10b相连，等等，从而将电位模式(V1或V2)施加到电极上。如图4所述，所述线上的电位模式与图2所示相应电极上电位模式相同，时刻tOR设定为时间轴(t)的原点(OT)。对于时刻tOS，t1R和t1s的情况也是如此。这样，信号发生器30在这些线Pa-Pp上产生电极10a-10p的电位模式。因为对应于16个电极，图2所示的信号模式具有2Tx的空间周期，并且在偏离时钟信号CK的每一周期TCK，对应于5个电极有一个5Tx/8的平移，在线Pa-Pp上产生的电位模式每隔16个时钟周期再次相同。在线Pa-Pp上产生所述电位模式的必要信号发生器逻辑图中未详细画出，但可以很容易从图4所示的信号中导出，特别是，如果重新标注，延迟线Pa上的信号，使第一个时钟周期延迟至第15个时钟周期，则可以得到线Pa-Pp上的信号。需要做的只是产生线Pa上所示的周期序列，然而借助于信号发生器30整体一部分的移位寄存器，获得以下顺序的15个其他信号。
Pf，Pk，Pp，Pe，Pj，Po，Pd，Pi，Pn，Pc，Ph，Pm，Pb，Pg，Pl，每一个信号从前一个信号延迟一个时钟周期。注意，由于电位模式移位增量为5个电极，所以序列中的相邻线精确地与电极5Tx/8或5个分开的电极对应。
瞬时接收电极模式受8条线Rai-Php的控制，每条线控制用线号标记的电极的选择，例如，线Rgo控制电极10g和10o。当这条线处于逻辑状态“1”时，相应的电极作瞬时接收。这里，图4中所示的线Rai-Rhp上的信号还是对应于图2中所示的瞬时接收电极模式，例如图4中，在时刻tOR和tOS，线Rgo处于逻辑状态“1”时，图2中电极10g和10o同时处于瞬时接收状态。同一电极每隔8个时钟周期再次处于瞬时接收状态，因此，线Rai-Rhp上的信号的周期是8个时钟周期。如图4所示，线Rai-Rhp上的信号以下述顺序获取逻辑状态“1”Rgo，Rdl，Rai，Rnf，Rkc，Rhp，Rem，Rbj。
这里，此序列中的相邻线还是控制相隔5Tx/8的瞬时接收电极方式。当这些线上的信号模式在线Pa-Pp上的电位模式移位之间改变时，可以用“主”双稳态输出产生一个模式，并用“从属”双稳态”输出产生另一个模式，从而从上述移位寄存器产生线Rai-Rhp上的信号。还需一些附加组合和计时逻辑。用各种逻辑电路很容易实现提供图4所示信号的完整信号发生器的设计，此处不再示出。
设计电极开关和信号处理电路必须特别小心，以防止产生的信号和瞬时接收电极之间的不需要的耦合，这些电路的示意图如图3所示。每一电极10a-10p通电子开关S1a-S1p中一个具有相同标号的电子开关与线Pa-Pp中相同标号的线相连，例如，电极10a通过S1a与Pa相连。每一个开关S1a-S1p受线Rai-Rhp中具有共同标号的线控制，例如，S1a和S1i受Rai控制。除了S1以外，同一线Rai-Rhp还控制三个具有同样标号的其他电子开关S2，S3，S4;例如，电极10a与受线Rai控制的S1a，S2a，S3a，S4a相连。这三个开关S2，S3，S4将具有同一标号的电极连接到(或者不连接到)两条拾取线I1或I2中的一条上。例如，当线Rai上的控制信号处于逻辑状态“0”时，此信号闭合它所控制的开关S1，例如S1a，从而将电极10a连接到线Pa上，即连接到电位模式(V1或V2)上。开关S2a和S3a也受线Rai控制，被逻辑状态“0”打开，从而从拾取线I1上断开电极10a，而同样也受所述线控制的开关S4a由所述逻辑电平闭合。开关S4a将开关S2a和S3a之间的线连接到一恒定电位，从而起一个保护电路的作用，防止从电极至拾取线通过打开开关S2，S3而发生电容耦合。例如，当线Rgo上的控制信号处于逻辑状态“1”时，此信号打开它所控制的开关S1，例如S1g，从而从线Pg(即电位模式)上断开电极10g。这里，一个简单的开关就够了，因为只要所述开关S1g保持打开状态，线Pg上的电位不会改变。线Rgo上的逻辑汰态“1”还闭合开关S2g，S3g，并打开开关S4g，从而使电极10g与拾取线I2相连。电极10g变成瞬时接收电极10R，与开关S1O，S2O，S3O，S4O相连的电极10o受同一线Rgo的控制。注意，上述例子也适用于所有电极10，开关S1至S4以及线R。
瞬时接收电极接收的信号通过拾取线I1，I2的中介以及电子换向器S5，S6与由开关S7，S8取样的两个放大器31，32相连。每一放大器31，32后面有一个取样保持电路33，34，取样保持电路33，34的输出与一个单端转换器35的差动端相连，其后接一滤波器36和一比较器37。由于有这个差动输入端的单端转换器35，假设放大器31，32的增益相等，则由所述放大器和差动输入端单端转换器组成的电路等效于一个差动放大器，即放大其输入端处信号之间的差值(VDI)。交换放大器输入端上的所述信号，只能改变所述信号差值VDI的极性。
电极对的序例依次成为瞬时接收状态，在图3中从时刻O(tOR)开始，并用其标号表示如下go，ld，ai，fn，kc，ph，em，jb，og，dl，ia，nf，ck，hp，me，bj。
如果上述序列中具有左标号的电极与放大器31的输入端相连，并且具有右标号的电极与放大器32的输入端相连，则合成的信号序列用上述分数Tx表述与下述位置等效0，5/8，2/8，7/8，4/8，1/8，6/8，3/8，0等等。在频率f/2下解调，即将序列+1，-1，+1，-1等乘上述序列，并滤波，则可以得到频率为f/8(即周期8Tck)的周期波形。所述解调可以在放大之后，但这里是在放大器前面做的;为此，每一第二电极对连接到拾取线I1，I2的连接线必须交换，从而瞬时接收电极以下述序列被连接到放大器输入端31，32go，dl，ai，nf，kc，hp，em，bj，og，ld，ia，fn，ck，ph，me，jb，对应于第一个标号的电极与输入端31相连，对应于第二个标号的电极与输入端32相连。把开关S3a，S3b，S3d，S3e，S3g，S3h，S3k，S3n与拾取线I1相连，把开关S3c，S3f，S3i，S3j，S3l，S3m，S3o，S3p与I2相连，并且把线I1与放大器输入端31相连，线I2与放大器输入端32相连，上述序列中的8个第一电极对将被正确连接，但最后8个电极对将被跳过，所以有受线X1控制的换向器S5，S6，且换向器S5，S6跳过从拾取线I1，I2至放大器31，32输入端的连接线，从而重新建立正确的连接顺序。
因此可以容易地把隔离的(即不邻接的)瞬时接收电极模式连接到放大器31，32的输入端两条拾取线I1，I2(每一电极仅可与拾取线I1，I2中的一条相连)和两个换向器S5，S6就足够了。
开关S7，S8受时钟信号控制。在瞬时接收电极10R的模式移位以后，放大器31，32(为反相放大器)的输出与输入短路(因为开关S7，S8闭合)。因此电位实际上相同，放大器相同，放大器31，32的输入端之间的差动电压VDI接近零。在时钟信号的下降沿(逻辑“1”至逻辑“0”跃迁)，开关S7，S8打开，后续移位电位模式产生的耦合信号在由输出信号VH如图4所示的电路35从一个差动输入端单端信号转换而来之前，将由电路33、34放大、取样并保持。然后，一低通滤波器或带通滤波器36放大频率接近f/8的解调波形，去除其谐波和其他噪声，从而得到图4所示的信号VO。然后，此信号由比较器37变换成一逻辑信号VC。相对于参考信号而得到的此信号VC的相位移动是测量盘1和传感器2之间位移的精确测量，所述参考信号由时钟频率被8除而得到。
这种精确性的原因一部分是因为信号的大部分谐波已经被滤掉，用过零点(zero-crossingpoints)的方法(即在比较器37的输出端处所述逻辑信号VD的跃迁)对其相位的判定不会引入明显误差。另一个原因是，如果两种跃迁(向上和向下)都用来测量此相位，则对于两种跃迁来说，奇数谐波和直流偏差的影响正好相反(提前其中一个而滞后另一个)，从而其影响正好抵消。因此，可以以两个或两个以上随后的跃迁的时间平均值(等效于这些后续跃迁中心的虚设跃迁的时间)测量相位移动，并与频率为f/8的所述参考信号中的一个跃迁时间进行比较时间差被所述参考信号的周期除，所得的相位移动用“圈数”(360度相位角)来表示。每一“圈”(这里即为时间差8Tck的每一周期)对应于测量盘和传感器之间的空间移位Tx。很显然，如果测量盘与光标之间的相对位置不变，则相位(即时间差)也保持不变。为了获得更精确的位置，可以对几次测量取平均。
测量传感器和测量盘之间几个空间周期Tx上的位移是简单明了的，即不断记录“圈数”在一“圈”或8Tx中加入位移之前，分别在每一完整“圈”(即，相位角从360度至0度，0度至360度的每一跃迁时)分别加入或相应减去某一位移Tx。
这些相位角在360度上的跃迁，即8Tck上的时间差，只可以通过连续测量，或者在实践中在足够小的时间间隔内，最好该时间间隔能分隔信号VC的两次跃变，并且在两次连续测量之间、每次测量的相位差从8Tck变到O或者相反方向变化时加进或减去一位移Tx来加以识别。因此，时间间隔内测量盘和传感器之间相对位置的判定是确定的，并在较大的时间间隔内递增，即，传感器必须永远保持位移记录。上面描述的相位测量方法仅作为例子给出，还可以使用其他方法。
噪声信号还可能在比较器37的输出端处产生极度的相位跳动。这种情况下，一种经典的解决方法是使用一种所谓锁相环(phase locked loop图中未画出)，其中，内部振荡器的输出用来跟踪或锁定在感兴趣信号的平均相位上，这里感兴趣的信号可以是所述比较器输出，或者也可以是滤波器36的输出，或者甚至是输入端的单端转换器35的输出。
如上所述，本发明传感器功能的描述是通过检查较长阵列的中点上电极10的特性来进行的，这些电极受到的影响相似。对于图1B中所示旋转实施例中“没有端点”的阵列的所有电极当然是这种情况，但对于图1A中所述线性阵列的端点，电极10受到影响的情形就不是这样，而可能使测量搞错，特别是在传感器和测量盘之间未对准时尤其是这样。一种明显的补救方式是废弃来自靠近阵列端点瞬时接收电极的信号在本发明传感器的情况下，这可以简单地不再将靠近端点的电极连接到线I1，I2上，从而也不再连接到放大器输入端上。必须仔细确保仍然可以连接到放大器输入端的所有电极10延伸整数个空间周期2Tx，从而在一个周期T上得到均匀的瞬时接收电极分布。
这样一种简单但却有效的措施还不足以消除测量盘和传感器之间未对准、特别是从传感器阵列的一端到另一端间距变化的影响，这一未对准或间距变化引起瞬时接收电极耦合电容单调的变化，作为其在阵列中的位置的函数。瞬时接收电极10R的“重心”在一个空间周期Tx以内移动。因为引起的误差是测量盘和传感器相对位置的函数，所以引起的误差有一个周期Tx。滤掉这一误差只可以去掉其空间谐波;为了去掉空间周期Tx的剩余误差，一个简单的窍门是使所述可连接电极在两个区域上延伸，每一区域跨越整数个周期2Tx，并相隔Tx/2，从而相似但平移了Tx/2的它们的误差曲线将趋于相互抵消。
一个优点是，可能使传感器倾斜一给定的角度，而使电极阵列的表面保持与测量盘表面平行，同样，也用同样的方法使测量盘电极(或地形特征)倾斜，从而两种阵列的电极至少保持局部平行。这就可能使一具有给定空间周期Tx的传感器能够读取周期Tw大于Tx的测量盘。除了能够用一给定传感器间距在各种测量盘比率进行测量以外，还可以用组合两个或两个以上具有相应测量盘的不同倾斜程度传感器而始终保持一高分辨率的情况下，在更大的周期内进行测量。注意，如果Tw远大于Tx，则倾斜角趋于90度。
十分清楚，本发明并不仅限于上述实施例，而可以在权利要求1的范围内进行适当修改。
一种可能性是改进第二装置的工作性能，例如，采用一高性能带通滤波器36来提高灵敏度。同样的目的也可以通过减小传感器电极至基底电容从而提高瞬时接收电极上电压信号的方式来获得，在一片半导体衬底上，这可以能过在电极下加入聚酰亚胺来实现。由于电极在V1和V2之间变换，所以电容的减小具有减小电容电流的附加优点。
本发明也可以用于二维测量，方法是，提供一具有面向一个测量盘2的电极10的两个正交阵列的光标，测量盘2沿两个正交方向具有一呈空间周期性的电极20的阵列。
测量盘2也可以具有任意一种易影响传感器信号的器件20，例如一种加高的或中空的介电或导电器件。
最后，本发明所述传感器显然适用于静电谐波微型电机(electrostatic harmonic micromotor)中的集成，即，使转动筒形转子位于略大直径的筒形定子内运动，或者是一个其周边在一半面状定子上转动的平面盘形转子(转子和定子平面形成一很小的角度)。旋转速度是激励场的角速度和定子与转子旋转路径(代表接触点或接触线的顺序)之间长度差的函数。所述长度差很难控制，因此，必须调整激励场的角速度，从而保持恒定旋转速率(例如手表中的情形)。这可以由集成在定子上的本发明所述传感器来实现，测量盘由一间隙或一转子上的电极阵列形成。
旋转电位模式产生的电场甚至可以用来对电机供电。如上所述，转子的角速度(即其速度)，也可以用信号VC的相位角来测量。锁相环对产生用于传感器和向电机供电的所述旋转电位模式的时钟频率进行调整，保持在一恒定旋转速度上。
本发明所述仪器也可以以电机的其他形式集成，从而控制和(或者)调节其旋转速度。
权利要求
1.一种线性或角度测量仪，它包含一电容传感器(1)，所述电容传感器具有用来发送电容耦合信号、并沿一第一线性或曲线阵列排列的发射电极(10)，所述发射电极(10)与在所述电极上产生电信号的第一空间周期模式的第一装置(30)相连，所述电信号用增量沿所述第一阵列进行移位，所述传感器(1)具有接收电容耦合信号、并与用来对沿一构件(2)的所述第一阵列的相对位置进行判定的第二装置(31-37)相连的接收电极(10R)，所述构件(2)具有可以影响发射信号和接收信号的电容耦合的第二空间周期阵列器件(20)，其特征在于，所述传感器(1)包含用来瞬时断开发射电极(10)并依次从所述第一装置(30)断开、并把它们连接到所述第二装置(31-37)、从而变成瞬时接收的第三装置(S1，S2，S3)，所述第三装置(S1，S2，S3)提供瞬时接收电极(10R)的第二空间周期模式，所述第一和第二模式用逐次递进的方式交替进行移位，从而在其他模式的移位之间的期间进行一种模式的移位，所述构件(2)产生瞬时接收电极(10R)接收的信号的周期性涨落。
2.如权利要求1所述的仪器，其特征在于，所述第二装置(31-37)能够在解调以后，用鉴定瞬时接收电极接收的信号的相位的方法，确定所述构件相对于传感器的相对位置。
3.如权利要求1所述的仪器，其特征在于，所述第一装置(30)提供一具有由第一组由N个电极构成的、周期为2Tx的第一空间周期模式，所述N个电极与和第二组N个电极一起交替变化的第一电势相连，所述第二组N个电极与第二电势相连，N为一大于3的整数，所述第三装置提供一具有周期Tx的第二空间周期模式，所述周期Tx由至少一个从每一组N个电极断开、从而处于瞬时接收状态的一个电极(10R)构成，所选瞬时接收电极处于至少两个同电位的电极(10)之间。
4.如权利要求3所述的仪器，其特征在于，每一次，每一组N个电极(10)中只有一个电极(10R)处于瞬时接收状态。
5.如权利要求3所述的仪器，其特征在于，每一次，每一组N个电极(10)中至少有两个相邻电极(10R)处于瞬时接收状态。
6.如权利要求3所述的仪器，其特征在于，所述第一和第二模式具有M个电极的移位增量，M为3和N-3之间的整数，N和M没有公因子。
7.如权利要求6所述的仪器，其特征在于，所述第一和第二模式具有M个电极的移位增量，M为接收N/2的整数。
8.如权利要求3至6中任一权利要求所述的仪器，其特征在于，移位递增前后由第一组和第二组N个电极形成的模式，对称于任一瞬时接收电极(10R)中点附近，如果瞬时接收电极是隔离的，则要么对称于任一组相邻瞬时接收电极(10R)的中点附近。
9.如权利要求3至8中任一权利要求所述的仪器，其特征在于，与第一电势相连的电极中的瞬时接收电极(10R)与差动放大器(35)的一个输入端相连，与第二电势相连的电极中的瞬时接收电极(10R)与所述差动放大器的另一输入端相连。
10.如权利要求3所述的仪器，其特征在于，它还包含一与2N条第一线(Pa-Pp)相连的信号发生器(30)，在一条线(Pa)上产生从一时钟输入导出的周期信号输出，并由1至2N-1个时钟周期移位所述信号，从而产生用于2N-1条其余线(Pa-Pp)上的另外2N-1个信号，每一电极可以被切换到这些线中的一条上。
11.如权利要求10所述的仪器，其特征在于，所述信号发生器(30)也与N条第二线(Rai-Rhp)相连，从而给出所述第二模式，在所述N条第二线(Rai-Rhp)上产生的信号控制使每一电极与所述第一2N条线(Pa-Pp)中的一条断开或相连的电子电源开关(S1)以及使所述电极与一差动放大器的输入端分别断开、相连的电子拾取开关(S2，S3)。
12.如权利要求11所述的仪器，其特征在于，每一电极(10)与一后面跟有第二拾取开关(S3)的第一拾取开关(S2)相连，当所述开关打开时，所述开关之间的公共部分与一恒定电势相连。
13.如权利要求11或12所述的仪器，其特征在于，拾取开关(S2，S3)与两条第三线(I1，I2)中的一条相连，所述第三线(I1，I2)由换向器(S5，S6)连接到放大器(31，32)上，其后接至取样保持电路(33，34)，然后换至一差动单端转换器(35)、一滤波器(36)和一比较器(37)。
14.如权利要求9所述的仪器，其特征在于，靠近所述第一阵列尾端的瞬时接收电极(10R)不再与所述第二装置相连，而跨越2Tx整数周期的电极可与之相连。
15.如权利要求1所述的仪器，其特征在于，它还可以借助于具有二个正交电极阵列的传感器(1)与沿两个正交方向具有空间周期阵列的所述构件(2)一起工作，可用于二维测量。
16.如权利要求1至14所述仪器的一种用途，其特征在于，所述仪器集成在一电机中，用于控制和/或者调节其旋转速度。
全文摘要
电容传感器(1)包含一线性或曲线电极阵列(10)，可以精确确定测试盘(2)和传感器(1)之间的相对位置。由于传感器可以被集成在半导体印模上，且刻度可以很窄，所以可以极端小型化并且成本很低。
文档编号G01B7/00GK1109583SQ94117258
公开日1995年10月4日 申请日期1994年10月19日 优先权日1993年10月19日
发明者汉斯·乌尔里希·迈耶 申请人:汉斯·乌尔里希·迈耶