专利名称：热电红外线传感器的制作方法
技术领域：
本发明涉及热电红外线传感器，该传感器可用作辐射热测量仪以及类似的仪表，测定从人体发出的辐射的红外线能，以确定人体的本身或运动，或测定辐射能和房间的温度。
这种提到的热电红外线传感器由采用FET的电流—电压转换电路组成，该电流—电压转换电路是这样组成的，红外线接收区与单型的热电元件和与FET的栅极并联的高阻值的电阻器连接，并得到从与电源和FET的接地端连接的输出电阻过来的电压信号，从热电元件过来的测定了某种辐射热的信号电流输出在高电阻器转换成电压，该转换电压加到FET的栅极，形成由FET流到电阻器的电流改变的FET源电压，此时加到电阻器的电压作为输出提供到信号放大电路。
还有一种电流—电压转换电路，其中两个双型热电元件组成了两个红外线接收区，该接收区串联连接。
在使用FET的上述电流—电压转换电路中，表示对红外线敏感度的输出电压V通过下面的公式得到。
公式1ν=PηAωRgGλ11+(ωωe)21+(ωωt)2]]>其中发射率η；有效射线接收区A；输入电阻R；热电系数λ；热扩散系数G；热时间常数τt；及电时间常数τe。
在上述使用FET的电流—电压转换电路中，产生的噪声进一步地通过下面的公式得到。
公式2噪声输出电压VN=Vr2+Vδ2+Vi2+Vn2+Vt2]]>输入电阻噪声Vr=4kTR1+(ωωe)2]]>tanδ噪声Vδ=R4kTωCitanδ1+(ωωe)2]]>FET电流噪声Vi=1nR1+(ωωe)2]]>FET电压噪声Vn＝En热噪声Vt=R4kT2Gη]]>其中玻耳兹曼常数K；绝对零度T；分电容Ci；元件的介电损耗tanδ；FET的电流噪声In；及FET的电压噪声En。
然而对于红外线传感器重要的不仅仅是热电元件的输入信号S要大，更重要的是相对于产生的噪声N的比值，即得到最佳的S/N比。然而当通过改进热电元件，例如相对于同一入射的红外线源的输出信号值是传统方式得到的信号值的两倍，而稳定状态的输出噪声恰好提高到原来的四倍最后使输出解析度或检测度降低到1/2，于是红外线传感能力相反地降低了。
所以，为了提高红外线传感器的传感能力，要确定该红外线传感器的合适性和不合适性，即看传感器的最终值，输出噪声N如何限制到最小或如何得到较大的S/N比值，另外，输出信号S相对于相同的红外线输入如何变大。传统的FET的热电元件就分析到这里，最终的敏感度由发射率η、有效的红外线接收区A、输入电阻R、热电系数λ和热扩散率G决定，同时频率特性由热时间常数τt和电时间常数τe决定，这从输出电压V的公式1清楚可见。
于是，通过分别最佳设置这些参数可获得最大可能的信号输出的传感器，但在实际中最重要的是发展一些新材料的热电元件以提高热电系数；或者改进元件的装配工艺以提高热扩散系数。
另外，热电元件的噪声由下列组成1)输入电阻噪声Vr；2)tanδ噪声Vδ；3)FET电流噪声Vi；4)FET电压噪声Vn及5热噪声Vt，可通过前面的公式2得到，最后噪声输出电压VN由相应的噪声的均方确定。
在分析这些参数的典型的一个时，注意频率在1H左右作为感觉人体的传感频率是很重要的，这是热电元件的最突出的应用，一个关键的参数是由输入电阻决定的热噪声。可清楚地知道当电阻值进一步增加时，这个输入电阻热噪声可减小。
当高电阻值超过100GΩ时，然而该电阻几乎是极限值，考虑到热电元件工作的稳定性，即如何外部的噪声、FET的偏置电流的波动、高电阻的阻值的变化及任何其它的噪声的减少几乎是不可能的。所以，相对于噪声参数，传统的热电红外线传感器几乎达到了极限。
根据本发明人的调查结果和提高在使用带有FET的传统的电流—电压转换电路的S/N比的可能性，噪声的减少几乎不能实现，只有例如改进热电系数、热扩散系数及其它的可提高输入信号的方法。然而在实际中，在输出特性的各种改进正靠近极限的情况下，欲使S/N比值的改进达到两倍或三倍多只希望通过改变元件或安装条件将是非常困难的。
本发明人根据试验试图利用热电元件具有的电容的阻抗的频率特性，作为反复试验的结果，本发明人认识到该利用是有利的，可以提高热电红外线传感器的S/N比值。
也就是说不依靠改变热电元件材料的任何方法，本发明人通过连接有运算放大器的热电元件的电流—电压转换电路来组成本发明，另一个热电元件作为反馈电容加在运算放大器上，为减少该电流—电压转换电路的输入转换噪声完成各种模拟和经验的设计。
在本发明中，红外线传感器由通过把第一热电元件连接到运算放大器形成的电流—电压转换电路组成，AC反馈电路和另外的DC反馈电路接到该运算放大器上，该AC的电路由第二热电元件组成，于是在前述的传统例子中的问题得到了解决。在上述装置中，热电元件只在AC反馈电路中使用，没有使用任何作为电子部分制造的电容器。
本发明的其它目的和优点将在参照附图中所示的实施例和本发明的详细描述中很明显地体现出来。
图1A到1C为分别示出了本发明热电红外线传感器主要装置的电路示意图；图2为示出了图1中传感器具体结构的电路示意图；图3和4为进一步示出了图1中传感器具体结构的电路示意图；图5a和5b为图1中使用的热电元件的具体实施例的说明图；图6为图5a和5b所示的热电元件的等效电路图；图7a和7b为图1中传感器使用的热电元件的另一个具体实施例的说明图；图8为图7a和7b所示的热电元件的等效电路图；图9a和9b为图1中传感器使用的热电元件的另一个具体实施例的说明图；图10为图9a和9b所示的热电元件的等效电路图；图11为图2中传感器的另一个具体结构的电路示意图；图12为示出了图2中传感器的转换阻抗特性的坐标图；图13为示出了图2中传感器的噪声特性的坐标图；图14为示出了图2中传感器的噪声输出电压特性的坐标图；图15为示出了图2中传感器的S/N特性的坐标图；图16为示出了包括在本发明使用的DC反馈电路的传感器的电路示意图；图17为示出了图16中的电路转换阻抗的频率特性的坐标图；图18为示出了当图16缺少作为特征装置情况下的转换阻抗的频率特性的坐标图；图19为示出了图16传感器另外具体结构的电路示意图；图20A到20C为图19中传感器工作时的说明图；及图21为图16中传感器的特性坐标图。
现在参照附图中的相应实施例对本发明进行描述，同时可以知道本发明的实现不局限于所示的实施例，而且也包括所有不脱离权利要求书中限定范围的各种变化、修改及等效装置。
参照图1A到1C，图1A到1C分别示出了本发明的红外线传感器的每一个不同工作状态实质部分的电流—电压转换电路，在图1A的装置中，热电元件1的一端接地，另一端接运算放大器2的输入端(图中为反向输入端)，电容器1’作为反馈电容Cf连接在运算放大器2的输入端和输出端之间。这里反馈电容Cf形成了AG反馈电路，经过运算放大器2的输入端和输出端，进一步形成了在低输入范围下稳定电路工作的DC反馈电路3，于是运算放大器2的输出经过输入电阻Ri反馈。
所述DC反馈电路3由包括除运算放大器2外的另一个运算放大器31的集成电路组成，该放大器31提供阻抗转换，如图2所示配有电容器C1和电阻器R1。
根据该装置的电流—电压转换电路，从热电元件1输出的电流转换成带有可被反馈电容Cf利用的阻抗的电压。
在图1B的另一个结构中，只有热电元件1’连接在运算放大器2的输入和输出端，通过在该装置中的热电元件1’获得反馈电容Cf。在图1C的另一个结构中，电路是这样布置的，图1A中的电容器1’由热电元件1’代替。在图1B到1C的结构中，除已描述过的方面外，其它方面与图1A的装置中的几乎相同。
图3和4示出的装置中，分压电路4也与DC反馈电路3连接，图3和4中与图1中的元件相对应的组成元件用相同的标号，将略去对它们的描述。在图3中所示的工作状态下，DC反馈电路3由集成电路组成，该反馈电路3接收被分压电路4分压的从运算放大器2过来的输出电压作为输入。
在图4的工作状态下，三个输入电阻器R2-R4的一端相互连接形成T-型，它们的另一端分别与运算放大器2的输入端、另一个运算放大器31的输出端和大地连接，于是通过电阻器R2-R4的T-型连接，该反馈电路的额定反馈增益可减少，并且集成电路的反馈时间常数将转移到低区，以使时间常数相应扩大，DC反馈电路的相应部分减少。
分压电路4不需要总量如图4所示的三个电阻器连成T-型，也可以两个电阻器的普通连接的结构，但同时当考虑DC反馈电路的偏差及其它的特性时，T-型电阻器具有更大的优越性。
因为在上述的装置中，从第一热电元件1过来的元件电流通过利用反馈电容Cf的阻抗转换成电压，与使用FET缓冲器的传统电路相反，去除了决定输出噪声电压的电阻器热噪声，这方面从后面的描述分析中可清楚地知道，所以可基本实现消除噪声源，总的噪声可减少。
由于第二热电元件1’也可作为红外线敏感元件使用，而且通过把该第二元件1’的极性设置成与第一热电元件1的相同，可达到较大的敏感性能，于是相互增加了输出。当第一和第二热电元件1和1’极性反相设置时，由于日光束或温度上的波动而在两个热电元件1和1’上同时感觉到的红外线可作为噪声部分去除掉，于是减少了误差提高了可靠性。
在图5到8中，示出其中使用了双热电元件的具体实施例。当该双热电元件作为第一和第二热电元件使用时，则可能使用两个红外线接收区，该区形成在热电元件基片上并相应地串联连接作为第一和第二热电元件，或者也可能使用两个红外线接收区的一个作为第一和第二热电元件。
更具体第说，图5a和5b示出了在热电元件基片10两个表面上的导体的连接图形，其中基片10上的两个红外线接收区10a(A)和10b(B)串联连接，作为第一和第二热电元件使用。图5b示出了透过前面看到的后表面上的导体连接图形。还提供有连接在相应连接端或接收区的导电通路的另一个导体图形10e。从图6的等效电路中可以看到，通过在热电元件基片前表面和后表面上的两个红外线接收区10a和10b形成了一对电容元件CA和CB，第一和第二热电元件分别通过串联两个电容元件CA和CB组成。图7a和7b也示出了在热电元件基片10的前表面和后表面上的另一个结构的导体图形(图7b示出了透过前表面看到的后表面模式)，图8该表示该图形的等效电路图。在该等效电路图中，通过在热电元件基片10前表面和后表面上的两个红外线接收区10a和10b形成了电容元件CA和CB，以及电容元件CB布置形成作为反馈电容的第二热电元件。
图9和10示出了使用多元热电元件的结构的实施例。在图9a和9b中示出了在热电元件基片的前表面和后表面的导体图形，在基片上串联和并联使用了四个红外线接收区图10示出了该图形的等效电路图。在该结构中，在四个红外线接收区10a(A)到10d(D)中，一对接收区10a(A)和10c(C)与另一对接收区10b(B)和10d(D)一样分别并联连接，从而作为第一和第二热电元件1和1’使用，在电容元件CA和CC并联连接中的区域组成了第一热电元件1，而在另外电容元件CB和CD并联连接中的区域组成了第二热电元件1’。图11示出了由多元热电元件组成的电流—电压转换电路，与图2中相应布置。在图9a和9b中，在左边和右边的相应区域通过在前表面和后表面上的导体部分10e分别短接。
接下来描述电流—电压转换电路的频率特性。首先来看在图2中所示电路的模拟结果，其中该电路中的DC反馈电路由集成电路形成。当可取代合成电容值和合成反馈电容值时，使用双元或多元热电元件的结构将变得相同。
首先分析将作为信号输出的输出电压V，通过下面的公式3可得到转换阻抗Z和元件电流Ip，图12中示出了该转换阻抗特性。
公式3转换阻抗Z=1ωdc×Cf1+(ωdcω)21+(ωωdc)2]]>元件电流fp=ω1po1+(ωωt)2]]>从图12中可看出，相应于频率的倾斜部分的阻抗特性可由Z＝1/(ω·Cf)给出，于是当频率增加时阻抗值增加，但是，由于驱动DC反馈电路，在反馈电路的时间常数τdc决定的频率过后引起阻抗相反地下降。
也就是说，阻抗Z形成了在由反馈电路的时间常数τdc确定的角速度ωdc时具有一个峰值的曲线。
这里，反馈电路的时间常数为tdc=(Rl·Cl·Ri·Cf)]]>＝l/ωdc而且，从热电元件输出的元件电流Ip显示了在热时间常数比时具有极值的HPF特性。
这时，转换阻抗Z和元件电流Ip的乘积为输出电压V，通过V＝Z×Ip得到。
结果，阻抗甚至显示了BPF的特性，其中低范围的截止频率由时间常数τdc确定，而高范围的截止频率由热时间常数τt确定。
接着分析噪声特性，图13示出了相应噪声电压的分析结果，其中运算放大器的热噪声和1/f噪声没有受大的影响，图中还表示了它们的控制参数。
噪声输出电压包括1)tanδ噪声Vδ；2)运算放大器电流噪声Zi；3)运算放大器电压噪声Ve；及4)FB系统噪声Nfb，这些可通过下面的公式4得到。
公式4tanδ噪声Vδ=Z4kTω(Cftanδf+Citanδi)]]>运算放大器电流噪声Vi=Z2qlb]]>运算放大器电压噪声Ve＝vnGvFB系统噪声Nfb=ZRiRi4kT(1ωC1)2+vnf2(1+1ωC1R1)2+inf2(1ωC1)2]]>Ri热噪声Vnf=Z4kT/Ri]]>其中Z=1ωdc×Cf1+(ωdcω)21+(ωωdc)2]]>GV=Z1+(ωωi)2Ri+1]]>图14示出了通过相应的典型噪声参数实际计算得到的模拟结果，图15示出了S/N比的模拟结果。从相应的噪声参数中可以清楚地看到，从电容器介电损耗tanδ推出的噪声Vδ起了决定作用(在1Hz左右)，图15示出了总噪声Nv和信号输出Sv。通过计算Sv/Nv可得到S/N比。
为了与使用FET缓冲器的传统的传感器相比，在与本发明相同条件下，就电流—电压转换电路进行模拟。根据两个分析结果，本发明的S/N比为
Sv(输出)＝3.0[μv]于是计算结果为，S/N＝1.3(相对于1Hz)。
另一方面，使用FET缓冲器的传统装置的S/N比为
Sv(输出)＝1.4[μv]于是计算结果为，
S/N＝0.58(相对于1Hz)。
从上面的模拟结果可以发现，在本发明中得到改进的S/N比大约是使用FET缓冲器的传统装置S/N比的两倍，为察觉人体的很重要频率1Hz左右。
还可以发现，由于元件电容Ci从20pF变到10pF，在具有相同元件的敏感度的情况下可实现减少噪声。
从上面的定性的分析中，发现可通过去除由于作为传统噪声元件而起决定作用的电阻Rg产生的热噪声，来实现减少总噪声。同时在图14和15中的模拟结果中，由于转换阻抗比使用FET缓冲器的情况下升高，而噪声的绝对值并没有减少，于是信号输出电压Sv也一定程度升高，于是S/N比得到增加。
根据本发明人进行的噪声分析，进一步发现运算放大器的反馈电容越小，越能得到较高的S/N比。在模拟的实施例中，通过使组成反馈电容的热电元件的分电容值小于10pF，也可能实现比传统装置两倍多的改进性能，根据本发明人确定的噪声分析结果，进一步地，用于I/V转换的运算放大器的电流噪声最好更小些，以获得较高的S/N比，同时需要输入偏值电流较小，或者说采用输入阻抗较大的运算放大器。一般地，当运算放大器满足上述条件时，可正确地使用在输入级使用FET的运算放大器。
下面参照如图16所示的本发明的热电红外线传感器，电阻Ri连接在运算放大器32的输出端和运算放大器2的倒相输入端之间，反馈电容器C1接在运算放大器32上，第二热电元件1’的固定反馈电容Cf加在运算放大器2上，另一个电阻R1与具有参考电压Vr的电源相连，于是形成了DC反馈电路。第一热电元件1与倒相输入端连接，这方面的电路装置与前面的电路相同。另外，运算放大器2的输出端与运算放大器32的非倒相输入端直接连接，并且参考电压Vr加到运算放大器2的非倒相输入端。
另外，在该电路中，电路是这样布置的，在两个运算放大器2和32都提供有参考电压Vr，甚至当运算放大器均为单向电源驱动系统，通过把工作点提高到Vr的水平，根据正极或负极的输入信号，可得到输出信号。这时，参考电压Vr设在0＜Vr＜VDD之间的范围(其中VDD为运算放大器的驱动源电压)，通过把参考电压设成Vr＝VDD/2，根据正或负的输入信号就可能得到相对于输入信号具有最大的工作范围。该DC反馈电路起到带通滤波器的作用，此时的阻抗Z(S)可由下面的公式5来表示
公式5Z(S)=-Rds·1CfRiSS2+1CfRiS+1C1R1CfRi]]>这里当第二带通滤波器的标准型由下面的公式6来表示时，从两个公式5和6可得到下面的另一个公式7公式6T(S)=(ω0Q)SS2+(ω0Q)S+ω02]]>公式7ω0=1C1R1CfRiQ-CfRiC1R1(=f0B)]]>也就是说，可以看到在这个起到带通滤波器作用的电路中的转换阻抗的频率特性。这里ω10是中心频率，以及Q一般作为选择度。
此时，在热电红外线传感器的电流—电压转换电路中，由于电阻Ri产生的热噪声作为一个噪声成分带来了问题。为了抑制这个噪声，该Ri值必须设置超过大约1T(垓，＝1012)Ω的高电阻值，但是这么高的电阻在温度特性方面是明显较高的，于是由于温度的变化，Ri值将会产生显著的波动。当阻值变大，在转换阻抗的频率特性中会产生峰值，电路变为不稳定状态。
这里，所采取措施是，当温度发生变化时，使在电流—电压转换电路的转换阻抗的频率特性的任何峰值不会发生。也就是说使电路具有更强的稳定性以抵御温度的变化。
最终在该DC反馈电路中形成带通滤波器的电阻器R1和Ri的选择必须具有相同的温度特性，于是当由于温度变化，Ri值会显著变化，R1值也将同样地变化以达到温度补偿，选择度Q最终不会发生变化。换句话说，在转换阻抗的频率特性中没有峰值发生，获得了高稳定性。
在图17中，示出了在上述电流—电压转换电路的转换阻抗的频率特性的模拟结果。电路常数是这样设置的，热电元件A的分电容Ci＝12pF，另一个热电元件B的分电容Ci＝Cf＝12pF，作为反馈电容Cf使用，Ri＝1TΩ，R1＝2.4GΩ以及C1＝10nF。在图中，模拟结果通过当电阻器Ri和R1值相同、相差5倍及相差10倍时的曲线(A)、曲线(B)及曲线(C)而示出。
图18示出了阻抗的频率特性，此时没有提供电阻器Ri和R1的温度特性。当电路常数与图17的情况相同时，示出了电阻器Ri仅在曲线(A)、曲线(B)及曲线(C)中的1倍、5倍及10倍的变化的特性。
从这些结果可清楚地看到，当阻值逐渐变大时，转换阻抗的频率特性有一个较尖的峰，而在图17中没有尖峰，从特性曲线看出消除了波动。根据这种电流一电压转换电路，当由于温度变化而在电路中的高电阻元件的阻值产生显著变化时，电路的选择度Q没有变化，于是在周围的温度变化时电路的稳定性得到提高。特别是作为察觉人体的1Hz左右的频率存在于很低的斜线处，而不是在具有平峰值处，由此可知就察觉人体的频率特性而论，该电路是非常稳定的。
图19是示出了图16中电路的具体工作结构的电路图，其中反馈电容Cf带有一个比图16的主要装置多加的快速启动电路4。该快速启动电路4连接有与反馈电容Cf并联的两个开关元件TA和TB，并使由串联的电阻R和电容C组成的延迟电路41与开关元件TA和TB的栅极连接，并给该延迟电路41提供一个直流电源电压Vcc。两个开关元件TA和TB最好由pMOSFET组成，但是并不局限于此。
图20A到20B示出了把该工作结构的电路连接到电源上的模拟结果。该电路常数与图17中模拟的电路常数相同。在图20C中，Vr表示的是参考电压，Vcc表示的是直流电源电压，及Vg表示的是开关元件TA和TB的栅极电压。图20B示出了提高开关元件TA和TB的电流，在图20A中，Vout是在输出点的电压，Vin是在输入点的电压。
在图19的工作结构的电路中，在接上电源后，在该延迟电路41中的电容器C的输出端的电压迅速升到延迟状态，电容器维持导通状态直到形成开关元件的PMOS晶体管的栅极电压Vg达到截止电平，从而输入等效电容迅速充电和放电。所以，从图20A中可以知道当电源电压完全升高的同时，在输出点的电压Vout已经很稳定了。
已经描述过的本发明可应用到所有把热电元件的输出电流转换成输出电压的电路中，该电路可使用配有反馈电容的运算放大器。在本发明中使用作为反馈电容的热电元件是最佳的，包括可得到正确反馈电容的普通电容器的反馈电路的任何其它装置甚至可以使用作为本发明的另外的工作结构。另外，在前面公开的不同工作结构中，其中热电元件有不同的连接方式，甚至可有效使用其中至少一个热电元件仅连接到反馈电路上的装置。另外，接到电源上的运算放大器输入级的等效电容也不局限于那种和使用高电阻一起进行充电和放电的工作方式。
权利要求
1.一种热电红外线传感器，由第一热电元件、电流-电压转换电路和放大电路组成，该电流—电压转换电路把从热电元件传来的电流信号转换成电压信号；该放大电路把从电流—电压转换电路提供的输出放大，其特征在于该电流—电压转换电路由运算放大器、DC反馈电路和AC反馈电路组成，该DC反馈电路的DC成分反馈到运算放大器；该AC电路把AC成分反馈到运算放大器。
2.根据权利要求1所述的传感器，其特征在于该AC反馈电路包括电容器。
3.根据权利要求1所述的传感器，其特征在于该AC反馈电路包括第二热电元件的电容器元件。
4.根据权利要求1所述的传感器，其特征在于该AC反馈电路包括第二热电元件。
5.根据权利要求4所述的传感器，其特征在于第一和第二热电元件分别包括形成在同一热电元件基片上的红外线接收区的多个可选择部分。
6.根据权利要求4所述的传感器，其特征在于第一和第二热电元件分别包括形成在两个热电元件基片上的红外线接收区的可选择部分，以使该元件成为双型的。
7.根据权利要求1所述的传感器，其特征在于该运算放大器具有足够大的输入阻抗，该阻抗使放大器的电流噪声成分由于热电元件的介电损耗而比发生的噪声成分小。
8.根据权利要求1所述的传感器，其特征在于该DC反馈电路包括集成电路。
9.根据权利要求8所述的传感器，其特征在于分压电路与该集成电路的输入端连接。
10.根据权利要求9所述的传感器，其特征在于该分压电路由T—型连接的电阻器电路组成。
11.根据权利要求8所述的传感器，其特征在于该集成电路由具有高电阻的第一电阻器和第二电阻器组成，该第一和第二电阻器具有基本上相同的温度特性。
12.根据权利要求1所述的传感器，其特征在于该运算放大器具有与第一热电元件的等效电容相匹配的输入等效电容。
13.根据权利要求12所述的传感器，其特征在于该运算放大器包括输入晶体管，该运算放大器的输入等效电容由该输入晶体管的栅极的尺寸确定。
全文摘要
一种热电红外线传感器,由利用反馈电容的阻抗的电流—电压转换电路组成,并通过接收来自热电元件的元件电流作为输入把反电容电至运算放大器而得到,于是该电流—电压转换电路可在没有改变该热电元件的特性时提高S/N比。
文档编号G01J5/10GK1194371SQ97126420
公开日1998年9月30日 申请日期1997年11月19日 优先权日1997年3月26日
发明者高田裕司, 畑谷光辉, 藤村俊夫, 坂本慎司 申请人:松下电工株式会社