频带重叠分离器的制造方法

频带重叠分离器的制造方法
【专利摘要】本发明涉及频带重叠分离器。一种测试和测量仪器，包括：分路器，其被配置成将输入信号分路成至少两个分路信号；至少两个谐波混频器，其被配置成将关联的分路信号与关联的谐波信号混频以生成关联的混频信号；至少两个数字化器，其被配置成对关联的混频信号进行数字化；至少两个MIMO多相滤波器阵列，其被配置成对所述至少两个数字化器的关联的数字化器的关联的数字化混频信号进行滤波；至少两对频带分离滤波器，其被配置成从每个MIMO多相滤波器阵列接收关联的数字化混频信号，并基于所述至少两个数字化器之间的时间差以及本地振荡器的相位漂移来输出输入信号的低频带和输入信号的高频带；以及组合器，其被配置成组合输入信号的低频带和输入信号的高频带以形成经重构的输入信号。
【专利说明】
频带重叠分离器
技术领域
[0001] 本公开设及测试和测量仪器，并且更特别地设及包括将谐波混频用于减小噪声的 一个或多个异步时间交织数字化器的测试和测量仪器。
【背景技术】
[0002] 测试和测量仪器(诸如，数字示波器)的可使用带宽可能受用于对输入信号进行数 字化的模数转换器(ADC)限制。ADC的可使用带宽可能被限制成模拟带宽或者ADC的最大采 样率的一半中较小的那个。各种技术已经被开发W利用现有ADC对较高带宽信号进行数字 化。
[0003] 例如，同步时间交织可W用于实现有效的较高采样率。多个ADC可W在单个采样周 期内在时间上对输入信号偏移进行采样。可W针对有效地相乘的采样率将数字化输出组合 在一起。然而，如果ADC的模拟带宽成为限制因素，则需要诸如多路交织跟踪和保持放大器 之类的高带宽前端W实现较高带宽。
[0004] 常规的基于跟踪和保持放大器的时间交织系统使得W类似于或慢于ADC通道带宽 的采样率对跟踪和保持放大器进行定时，W使得ADC将具有充足的时间来安置(settle)到 所保持的值。ADC被同步地定时到跟踪和保持放大器W数字式地捕获每个所保持的值。对跟 踪和保持放大器的运样的限制继而限制ADC采样率。此外，为了满足奈奎斯特采样定理，将 ADC采样率降低到小于ADC通道带宽的两倍。作为结果，需要许多时间交织ADC通道W实现期 望的性能。
[0005] 随着ADC通道的数目增加，系统的总体成本和复杂度也增加。例如，前端忍片现在 必须驱动更多ADC通道，包括附加的ADC电路、定时电路等，W得到总体净采样率直到合适 值。忍片的大小和复杂度还导致较长的通信路径，并因此导致寄生电容、电磁噪声、设计困 难等方面的增加。
[0006] 在另一个技术中，输入信号的子频带可W被下变频到可通过较低采样率ADC的频 率范围。换言之，宽输入带宽可W被分路(split)成多个较低带宽ADC通道。在数字化之后， 子频带可W被数字式地上变频到相应的原始频率范围并组合成输入信号的表示。该技术的 一个显著劣势是当对其频率内容可被路由到仅一个ADC通道的任意输入信号进行数字化时 的固有噪声惩罚。重组的输出将包含来自仅一个ADC的信号能量但来自所有ADC的噪声能 量，从而使信噪比（SNR)降级。
[0007] 本发明的实施例解决了现有技术中的运些和其他限制。

【发明内容】

[000引所公开的技术的某些实施例包括一种测试和测量仪器，其包括:被配置成将输入 信号分路成至少两个分路信号的分路器，每个分路信号包括输入信号的基本上整个带宽； 至少两个谐波混频器，每个谐波混频器被配置成将所述至少两个分路信号的关联的分路信 号与关联的谐波信号混频W生成关联的混频信号；至少两个数字化器，每个数字化器被配 置成对所述至少两个谐波混频器的关联的谐波混频器的关联的混频信号进行数字化;至少 两个多输入多输出多相滤波器阵列，每个多输入多输出多相滤波器阵列被配置成对所述至 少两个数字化器的关联的数字化器的关联的数字化混频信号进行滤波;至少两对频带分离 滤波器，其被配置成从每个多输入多输出多相滤波器阵列接收关联的数字化混频信号并基 于所述至少两个数字化器之间的时间差W及本地振荡器的相位漂移来输出输入信号的低 频带和输入信号的高频带；内插器，其被配置成对高频带和低频带中的每一个进行内插;混 频器，其被配置成混频经内插的高频带W将高频带恢复到其原始频率；W及组合器，其被配 置成组合输入信号的经内插的低频带和输入信号的经内插的高频带W形成经重构的输入 信号。
[0009] 所公开的技术的某些实施例包括一种方法，其包括:将输入信号分路成至少两个 分路信号，每个分路信号包括输入信号的基本上整个带宽;将每个分路信号与关联的谐波 信号混频W生成关联的混频信号，对每个关联的混频信号进行数字化;通过关联的多输入 多输出多相滤波器阵列来对每个数字化混频信号进行滤波;通过至少两对频带分离滤波器 基于所述至少两个数字化器之间的时间差W及本地振荡器的相位漂移来对来自每个多输 入多输出多相滤波器阵列的数字化混频信号进行滤波;从所述至少两对频带分离滤波器输 出输入信号的低频带和输入信号的高频带;对高频带和低频带中的每一个进行内插;混频 经内插的高频带W将高频带恢复到其原始频率；W及组合输入信号的经内插的低频带和输 入信号的经内插的高频带W形成经重构的输入信号。
【附图说明】
[0010] 图1是使用谐波混频器的现有技术ADC系统的框图。
[0011] 图2是示出本地振荡器(LO)延迟对相位响应的影响的曲线图。
[0012] 图3是示出两个数字化器之间的时间延迟差的曲线图。
[0013] 图4是根据所公开的技术的实施例的使用谐波混频器的ADC系统的框图。
[0014] 图5是图示来自数字化器的在被校正之后的输出频谱的曲线图。
[0015] 图6A-B图示用于所公开的技术的实施例的所仿真的非理想传递函数。
[0016] 图7图示根据所公开的技术的实施例的经滤波的分离的高频带和低频带。
[0017] 图8是两步骤源校准设置的框图。
【具体实施方式】
[0018] 在不一定按比例的附图中，所公开的系统和方法的相似或对应元素由相同的附图 标记标示。
[0019] 图1是使用谐波混频的测试和测量仪器的现有技术ADC系统的框图。在该系统中， 测试和测量仪器100包括分路器102,其被配置成将具有特定频谱的输入信号104分路成多 个分路信号106和108,每个分路信号包括输入信号104的基本上整个频谱。分路器102可W 是任何种类的电路，其可W将输入信号104分路成多个信号。例如，分路器104可W是电阻式 分压器。因而，输入信号104的基本上所有频率分量可W存在于每一个分路信号106和108 中。然而，取决于路径的数目、所使用的谐波信号等，分路器102的各种分路信号的频率响应 可W是不同的。
[0020] 分路信号106和108分别是到谐波混频器110和112的输入。谐波混频器110被配置 成将分路信号106与谐波信号114混频W生成混频信号116。类似地，谐波混频器112被配置 成将分路信号108与谐波信号118混频W生成混频信号120。
[0021] 如本文所使用的，谐波混频器是被配置成将信号与多个谐波混频的设备。尽管已 经结合谐波混频描述了乘法和/或混频，如将在下文中进一步详细描述的，具有将信号与多 个谐波相乘的效果的设备可W被用作谐波混频器。
[0022] 谐波信号114可W是由等式l+2cos(2时t)表示的信号，并且谐波信号118可W是由 l-2cos(2时t)表示的信号。此处f表示一阶谐波并且t表示时间。因而，谐波信号114在DC处 和在频率f处具有谐波。
[0023] 类似于谐波信号114,谐波信号118在DC和频率f处具有谐波。然而，频率f处的一阶 谐波相对于谐波信号114中类似的一阶谐波异相180度。谐波信号114和118由本地振荡器 (LO)产生。
[0024] 混频信号116和120分别被发送到低通滤波器122和124。低通滤波器122和124分别 的输出126和128分别被发送到数字化器130和132。数字化器130被配置成对混频信号126进 行数字化。类似地，数字化器132被配置成对混频信号128进行数字化。数字化器130和132可 W是任何种类的数字化器。尽管未被图示，但每个数字化器130和132可W具有预放大器、滤 波器、衰减器和其他模拟电路，如所需要的那样。因而，被输入到数字化器130的混频信号 126例如可W在数字化之前被放大、衰减或W其他方式滤波。
[0025] 数字化器130和132被配置成W有效采样率操作。在一些实施例中，数字化器130可 W包括单个模数转换器(ADC)。然而，在其他实施例中，数字化器130可W包括W较低采样率 操作的多个交织ADCW实现较高的有效采样率。
[00%]谐波信号114和118中的至少一个的一阶谐波不同于数字化器130和132中的至少 一个的有效采样率。例如，谐波信号114的一阶谐波f可W是75GHz。数字化器130的采样率可 W是lOOGS/s。因而，一阶谐波f不同于有效采样率。
[0027] 同步的低通滤波器138和140被配置成分别对来自数字化器130的数字化混频信号 134和来自数字化器132的数字化混频信号136进行滤波。经滤波的信号142和144分别通过 内插器146和148而被内插。然后，谐波混频器154和156被配置成分别将经内插的混频信号 150和152与谐波信号158和160混频。虽然谐波信号114和118是模拟信号，并且谐波信号158 和160是数字信号，但用于运些谐波信号的缩放因子可W彼此相同或类似。求和器或组合器 166被配置成将再混频信号162和164组合成信号168。信号168然后通过16x16多输入多输出 (MIMO)多相滤波器阵列170加W处理。波形然后通过带宽增强(BWE)滤波器172加W处理，并 且，输出经重构的输出波形。
[0028] 图1的系统导致在数字化器130和132二者上均直接通过在混叠高频带上重叠的低 频带。每个数字化器130和132使用标准8路交织，使系统看起来像且表现得像最终重构信号 中的虚拟16路交织。因而，16x16 MIMO 170被用于在16个虚拟管道上操作W校正相位和幅 度误差并最小化最终输出波形中的毛刺(spur )。
[0029] 然而，由于硬件LO的溫度而引起的相位中的按0度的任何改变将导致混频器输出 中的混叠高频带在每个频率处移位0度，而非混叠频带不移位。运可W例如在图2中看到。随 着LO相位在所有频率处漂移恒定角度，高频带相位漂移。例如，LO的5度漂移将使黎在每个 频带频率处等于5度。
[0030]图3图示了由两个8路数字化器130和132的时钟中的漂移而导致的恒定时间延迟 A t。恒定时间延迟A t引起如图3中看到的相位响应。
[0031 ]当LO的相位移位时，相位仅使高频带的虚拟管道相位移位，并且MIMO 170然后不 再被适当地对准。运导致在最终输出波形中出现的毛刺。
[0032] 图4图示出根据所公开的技术的实施例的具有频带重叠分离器架构的异步时间交 织系统。所公开的技术的实施例允许高频带信号被相位校正而不影响低频带。此外，系统在 信号的重构之前使MIMO 200、202移动到一位置，在该位置处，来自个体数字化器130、132的 毛刺已经被校正。因而，该过程在内插之前校正较低采样率处的相位和幅度。该布置导致用 于信号重构的显著较低的计算要求。
[0033] 此外，频带分离滤波器204、206、208和210的输出在W下更详细讨论的带宽增强 (BWE)滤波器之前已经是相位和幅度校正的。因而，200GS/S和4k样本长度处的BWE滤波器 216可W被显著减小，并仅聚焦于校正高频带和低频带之间的交叉区域中的信号。也就是 说，BWE滤波器可W从4000样本长度减小到大约11样本长度。另外，W下还更详细讨论的 MIMO滤波器200、202的长度从256减小到128。该减小导致W下更深度描述的图4的系统W图 1的系统的速度的大约0.78操作。
[0034] 图4的ATI系统包括W上在图1中讨论但W不同方式布置的相同组件。也就是说，输 入信号104在信号分路器102处被接收，并被分路到两个路径106和108中。每个路径106和 108中的每个信号分别被馈送到混频器110和112。混频器110还从本地振荡器(未示出)接收 1巧COS(COt)信号，并且混频器112从本地振荡器接收l-2cos( cot)信号。混频信号116和120 均分别被发送到低通滤波器122和124W及分别被发送到数字化器130和132。
[0035] 然而，在图4中，来自每个数字化器的输出被馈送到8x8 MIMO 200和202中，而不是 将信号加回到一起并将它们输入到16x16 MIMO 170中，如图1中所示。每个8x8 MIMO 200和 202校正位于每个数字化器130和132中的8个管道的相位，W使得针对失配而校正数字化器 输出波形管道。每个8x8 MIMO 200和202还可W校正管道的幅度响应。
[0036] 图5图示了来自数字化器130和132的在被8x8 MIMO滤波器块校正之后的yl和y2输 出频谱。数字化器输出分别包含针对数字化器130和132的低频带500和502。针对数字化器 130示出混叠高频带504,并且针对数字化器132,混叠高频带506相对于混叠高频带504异相 180度。在508处示出37.5G化交叉区域，并且在510处示出75G化L0d512指示带宽限制。
[0037] 由于运两个数字化器130、132均包含重叠的原始输入信号的全带宽，因此需要解 决方案来分离信号。运可W使用所公开的技术的实施例而完成，如W下更详细讨论的。
[0038] 通过使用正弦波生成器(未示出）来校准8x8 MIMO 200、202。正弦波生成器连接到 两个电阻器分路器，其中示波器ATI输入在一侧并且功率计在另一侧。在需要时收集针对谐 波位置的测量结果。然后可W使用已知方法计算滤波器的阵列。
[0039] 每个8x8 MIMO 200和204的输出yl和y2被发送到两组滤波器，hi滤波器204、h2滤 波器206W及h3滤波器208、h4滤波器210,其将在下文中更详细讨论。校准块212存储计算 111、112、113和114频带分离和均衡器滤波器204、206、208和210所需的化1、化2、肥1和肥2传递 函数参数。在制造时测量并在校准块212中存储运些传递函数参数。运在制造时完成。W下 将参考图8进一步详细讨论化1、化2、肥1和肥2的校准和测量。
[0040]用于频带分离滤波器204、206、208和210的滤波器计算算法块214从传递函数Hll、 H12、H21和H22的校准块212接收测量值，并接收LO漂移的测量相位學、两个数字化器130和 132之间的时间延迟At、和交叉频带成形滤波器(未示出）。该滤波器计算算法块214然后计 算针对频带分离滤波器204、206、208和210的滤波器系数hl、h2、h3和h4。为了使用化1、化2、 H21和H22传递函数参数来计算h 1、h2、h3和h4，将输入信号104表示为xL+xh，其中XL是低频 带并且Xh是高频带。在该示例中，系统的交叉频率是37.5GHz。当混频器110和112将高频带 下变频W混叠到低频带频率范围中时，与低频带相比，系统具有针对高频带的不同总体传 递函数。
[0041 ] 因此，四个不同传递函数HT1、HT2、HT3和HT4被定义成表示两个ATI通道路径的部 分。
[0042] HTl是具有零度本地振荡器相位的从ATI通道的输入到图4中混频器110的频域传 递函数。HTl被分路成两个部分，HTlL和Hllh,其分别是低频带和高频带部分。HT2是具有180 度本地振荡器相位的从ATI通道的输入到混频器112的频域传递函数。HT2也被分路成两个 部分，HT化和HT化，其分别是低频带和高频带部分。HT3是从混频器110的输出到8x8 MIMO 200的输出的频域传递函数。HT4是从混频器112的输出到8x8 MIMO 202的输出的频域传递 函数。
[0043] 然后，定义了四个附加传递函数H11、H12、H21和肥2,其表示输入信号104所看到的 四个不同传递函数xL和xh:
巧I .誦 扮I 纖 孩嗦表示LO的频率，并且紐9表示随着其离开混频器的IF输出，高频带的反向频 率混叠。相位校正值是爲f和逸帶，如上图巧日3中所描述。
[0044] 硬件数字化器时钟可W相对于彼此漂移，或者LO可W相对于采样时钟漂移。由于 两个混频器110和112在相同的集成忍片上且紧密禪合在一起，因此假设时钟一起漂移。因 而，繫值可W用于相对于由村狂表示的数字化器时钟而调整混叠高频带响应 消灼靖&辕…斯巧日挺家黏起鶴一級}的相位。M值表示封T4(w)响应和沒:f3疫键响应之间 的恒定时间差。因而，两个相位误差值激T和心T必须在运行时期间由示波器测量，或者被表 征为溫度或湿度的函数W在运行时期间确定值。
[0045] W上传递函数（1)至(4)考虑W下事实：在HT3和肌4路径中，存在两个重叠的传递 函数。也就是说，混叠的反向高频带位于与低频带相同的频率范围处。
[0046] 输入信号低频带和高频带频谱可W被定义为： O
[0047]针对W下等式(7)，示波器操作对数字化器管道时钟和LO的定时进行校准W使得 参考相位是已知的。当通过将6X倍频器应用于数字化器130和132的12.5G化采样时钟之一 来获得LO信号时，LO和数字化器采样时钟被同步。然后，在运行时操作期间，相位中的改变 么资可W被测量并用作延迟校正因子。在等式(7)中，是LO从参考位置漂移的时间量，并 且是LO的周期。
辨
[004引现在，可W添加用于执行高带通校正的复指数项。运校正了主要由溫度中的改变 引起的硬件LO漂移。 其
对化和J蘇信号进行求解的解可W如等式（12)中所示那样写出：
..键避 等式(12)中的矩阵的逆被如下计算并填入：
[0049]等式（13)中的矩阵解然后可W在频域中示出并被表示为矩阵中的四个不同滤波 器，其必须分别在两个数字化器输出134和136处被应用于来自两个8x8 MIMO 200和202的 yl和y2输出信号。
[0化0] 四个滤波器204、206、208和210在时域中被表示为hl、h2、h3和h4,且被如下计算：
㈱ 扮满 O 《職 (It)'
[0化1] 附加BW滤波器(未示出）被应用于等式（14)、（15)、（16)和（17)中的传递函数。8胖滤 波器被用作交叉成形滤波器。此外，阻带踩掉(stomp down)过量增益，并且图像处于交叉区 域W上。
[0052]因而，输出信号X out被表示为恢复的低频带和恢复的高频带之和。攀0的值是应 用户的请求由示波器内部的信号路径补偿(SPC)测量确定的硬件混频器LO的经校准的值。 如更详细讨论的，模式块230选择在运行时模式或SPC模式中操作示波器200。4^的值是LO 频率。在该示例中，LO频率是75G化。
[0化3]图6A-B图示了 W上讨论且被表示为HT1、HT2、HT3和肌4的用于硬件的四个仿真的 非理想传递函数的示例。图7表示了在将滤波器hl、h2、h3和h4应用于数字化信号yl和y2之 后恢复且分离的高频带和低频带，如W下更详细讨论。获得分离的频带的处理还包括按2X 的内插。其还包括被应用于从滤波器h3和h4的经求和的输出恢复的混叠高频带的混频器 224。因而，系统的幅度被校正到理想的平坦响应。系统的非理想相位响应也被校正，W使得 最终系统响应是线性的并且使得由LO驱动引起的相位偏差也被校正。此外，数字化器130和 132之间的时间延迟进r也被校正。
[0054] 在制造期间使用在图8中看到的设置测量的H11、H12、H21和H22传递参数，且然后 被存储在校准块212中。该设置包括连接到光分路器802的光脉冲生成器800。光分路器802 的两个输出804和806均被发送到光电（0/E)转换器808和810。来自0/E转换器808的输出被 直接发送到示波器200,而来自0/E转换器810的输出在被发送到示波器200之前通过 37.5G化低通滤波器512而被发送。
[0化5] 令； YLl表示从数字化器130利用37.5GHz滤波器812通过示波器的获取响应。
[0056] YL2表示从数字化器132利用37.5G化滤波器812通过示波器的获取响应。
[0057] YF表示来自数字化器130的关于全带宽脉冲的获取。
[005引 YF2表示来自数字化器132的关于全带宽脉冲的获取。
[0059] 化imp表示带宽受限脉冲。
[0060] XFimp表示全带宽输入脉冲。
[0061 ] XFhimp表示到示波器200的ATI输入的高频带脉冲。
[0062] XFLimp表示到示波器200的ATI输入的低频带脉冲。
[0063] 化imp表示光脉冲生成器800的低通脉冲的频率响应。
[0064] HFimp表示光脉冲生成器800的全带宽的全频率响应。
[0065] 首先，将带宽受限脉冲化imp应用于输入，并且获取化1和化2。由于运是有限的带宽 受限脉冲，因此高频带信号是零。因此，W上等式(10)可W被写为：
巧敬 因此， (粉)
O 《激）
[0066] 第二步是将全带宽脉冲XFimp应用于输入并获取YF和YF2。对于等式（10)中的元素， 针对校准的该部分将相位校正设置成零，并且假设相位参考的SPC值将在校准时处于使用 中。现在等式(10)变为：
綱。
[0067] 现在，已经测量Hll和H21，并已经获取YF和YF2。通过将低通滤波器应用于XFimp并 将髙通滤波器应用于XFi?>p，找到XFUop和;靜的值，并且然后：
鱗。
[00< 等式来对其进行求解： 稽苟 轉。
[00< 狡謎:。
[00； :鞍資>。
[0071] 因而，Hll由等式（19)定义并且H21由等式（20)定义，而H12由等式（25)定义并且 肥2由等式(26)定义。最初，YLl、YL2和化imp被获取并被输入到等式（19)和(20)中W获得化1 和H21。然后，所有测量值和计算值可W被代入到等式(25)和(26)中W分别获得H12和H22。 如上所述，运些值然后被发送到图4中的滤波器计算算法块214W计算针对频带分离滤波器 204、206、208和210的滤波器系数。
[0072] 然而，所公开的技术不限于W上针对H11、H12、H21和H22描述的校准过程。校准等 式可W被导出W考虑光脉冲生成器800和示波器200输入之间的回波损耗。运将设及:执行 矢量网络分析测量W获得用于反射系数的S参数;W及扩充W上等式W包括运样的测量。
[0073] 返回到频带分离和相位幅度校正滤波器204、206、208和210,运四个滤波器在两个 数字化输出波形yl和y2上操作，如图4中看到的那样。滤波器204、206、208和210在200GS/S 处的最终波形重构之前WlOOGS/s的基础采样率将低频带与混叠高频带分离。然而，恢复的 高频带仍是混叠的。针对由于对于每个混频器110和112W及数字化器130和132的路径失配 而引起的相位和幅度误差而校正低频带和高频带二者。也就是说，在信号已经被数字化之 后执行频带分离。
[0074] 在运点处，应用四个滤波器204、206、208、210，并且可^对高频带进行上变频，并 且可W恢复xL和油的值。
[0075] 通过滤波器hi和h3对输出信号yl进行滤波，而通过滤波器h2和h4对输出信号y2进 行滤波。来自滤波器204和206的输出然后经由求和器218而被求和在一起W获得低频带xL。 滤波器208和210的输出经由求和器220而被求和在一起W获得混叠高频带。誦。除了下述情 况W外，滤波器204、206、208和210类似于2x2 MIMO:它们在具有重叠频带的两个信号上操 作并将那两个信号分离成两个不同信号输出，而不是在两个分离的样本管道上操作。因而， 滤波器204、206、208和210具有与MIMO类似的结构但具有不同的功能。
[0076] 变量、巧!表示输入信号的混叠高频带。要求分离的内插和混频步骤W从巧i.获得 xho
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[0077] 通过2X内插器222和223来内插混叠高频带和低频带XLW便将采样率从IOOGS/ S提高到200GS/S，如上所讨论的那样。内插器222和223允许混叠高频带被频移回到其原始 位置。
[0078] 通过2X因子来内插变量Xl和:提高采样率W便允许将高频带和低频带加回到 一起而不混畳。
銷） 替錢
[0079] 在通过内插器223对混叠高频带;进行内插之后，通过乘法器224将高频带乘W 獄讀城去辯I，其中妨是LO频率，并且樂是使麵与硬件混频器110和112-致W确定高频带 Xh所需的相位。
[0080] 经内插的高频带違寶和经内插的低频带XL然后被求和器226求和在一起。在运点 处，频带分离滤波器204、206、208和210已经提供了经相位幅度校正的输出。然而，交叉区域 可能仍具有误差。
[0081] 然后如下计算最终信号重构：
(3:1) 其中hip是70GHz处的低通滤波器232W移除不想要的图像。
[0082] 为了校正交叉区域的误差，使用BWE增强滤波器216。由于经重构的波形的要被校 正的区域正是在从33到40G化的交叉区域中，因此BWE在长度上可W与11个样本一样小。如 上所讨论，图1中示出的现有技术系统要求校正经重构的波形的全频率范围，B肥滤波器172 必须为在200GS/S处4000个样本长。从BWE滤波器216输出最终的经重构的输出波形232,其 被如下计算：
巧综。
[0083] 如图4中看到的那样，系统还包括LO相位测量块228。来自LO相位测量块的输出被 输入到模式选择块230中，模式选择块230选择是在SPC模式中还是在运行时模式中运行示 波器。在运行时模式期间，计算滤波器204、206、208和210"SPC是当由用户请求时示波器执 行的操作。示波器停止正常运行时获取并在内部执行算法W校准示波器信号路径。也就是 说，可W在SPC操作期间计算新的相位测量结果解。
[0084] LO相位测量块228确定相对于数字化器采样块的LO的相位。运可W通过读取范围 中的溫度传感器并基于溫度分配相位而完成。其还可W由额外的硬件完成，所述额外的硬 件将信号注入到交叉区域处的获取中并从注入确定相位中的改变。SPC操作具有将相位设 置成已知参考点的能力。因此，可W使用在SPC处确定且存储在存储器234中的参考相位，或 者可W使用在运行时期间测量的相位值中的改变。
[0085] W上讨论的滤波器、混频器、谐波信号、组合器/求和器、W及其他关联的元件可W 被数字式地实现。例如，可W使用如期望的数字信号处理器(DSP)、微处理器、可编程逻辑设 备、通用处理器或具有适当外围设备的其他处理系统来实现数字化信号的处理的功能。完 整集成到完全分立的组件之间的任何变形可W用于实现该功能。
[0086] 尽管W上已经描述了其中数字化信号可W基本上立即被处理的实施例，但数字化 之后的运样的处理可W如所期望的那样被推迟。例如，来自数字化器130和132的数字化数 据可W被存储在存储器中W用于后续处理。
[0087] 在一些实施例中，实现了两个路径。然而，可W使用任何数目的路径。如果实现了 多于两个路径，则分路器102会将传入信号104分路到所需数目的路径中。然后，可W使用W 上等式来导出针对必要的频带分离滤波器的公式。
[0088] 此外，尽管数字滤波、混频和组合已经被描述为分立的操作，但运样的操作可W被 组合、合并到其他功能等中。此外，由于W上讨论假设了理想的组件，因而附加补偿可W在 适当时被引入到运样的处理中W针对非理想组件进行校正。此外，当处理数字化信号时，改 变频率范围、混频等可能导致表示运样的改变的较高采样率。数字化信号可W在适当时被 上采样、内插等。
[0089] 另一个实施例包括体现在计算机可读介质上的计算机可读代码，其当被执行时使 计算机执行上述操作中的任一个。如此处使用的，计算机是可W执行代码的任何设备。微处 理器、可编程逻辑设备、多处理器系统、数字信号处理器、个人计算机等都是运样的计算机 的示例。在一些实施例中，计算机可读介质可W是被配置成W非瞬变方式存储计算机可读 代码的有形计算机可读介质。
[0090] 已经在其优选实施例中描述和说明了所公开的技术的原理，应当显而易见的是， 可W在不背离运样的原理的情况下在布置和细节方面修改所公开的技术。我们要求保护落 在W下权利要求的精神和范围内的所有修改和变形。
【主权项】
1. 一种测试和测量仪器，包括： 分路器，其被配置成将输入信号分路成至少两个分路信号，每个分路信号包括输入信 号的基本上整个带宽； 至少两个谐波混频器，每个谐波混频器被配置成将所述至少两个分路信号的关联的分 路信号与关联的谐波信号混频以生成关联的混频信号； 至少两个数字化器，每个数字化器被配置成对所述至少两个谐波混频器的关联的谐波 混频器的关联的混频信号进行数字化； 至少两个多输入多输出（MMO)多相滤波器阵列，每个MMO多相滤波器阵列被配置成对 所述至少两个数字化器的关联的数字化器的关联的数字化混频信号进行滤波； 至少两对频带分离滤波器，其被配置成从每个多输入多输出多相滤波器阵列接收关联 的数字化混频信号，并基于所述至少两个数字化器之间的时间差以及本地振荡器的相位漂 移来分离和输出输入信号的低频带和输入信号的高频带；以及 组合器，其被配置成组合输入信号的低频带和输入信号的高频带以形成经重构的输入 信号。2. 根据权利要求1所述的测试和测量仪器，其中每个MMO多相滤波器阵列是8x8 MMO 多相滤波器阵列。3. 根据权利要求1所述的测试和测量仪器，还包括：带宽增强滤波器，其被配置成对经 重构的输入信号进行滤波。4. 根据权利要求1所述的测试和测量仪器，还包括： 第一求和器，其与被配置成输出输入信号的低频带的所述至少两对频带分离滤波器中 的第一组相关联，所述第一求和器被配置成组合所述至少两对频带分离滤波器中的第一组 中的每一个的输出以形成输入信号的低频带；以及 第二求和器，其与被配置成输出输入信号的高频带的所述至少两对频带分离滤波器中 的第二组相关联，所述第二求和器被配置成组合所述至少两对频带分离滤波器中的第二组 中的每一个的输出以形成输入信号的高频带。5. 根据权利要求4所述的测试和测量仪器，其中，从所述至少两对频带分离滤波器输出 的高频带是混叠高频带，所述测试和测量仪器还包括高频带乘法器，所述高频带乘法器被 配置成将混叠高频带乘以信号以将混叠高频带转换成非混叠高频带，其中所述组合器将低 频带和非混叠高频带组合以形成经重构的输入信号。6. 根据权利要求5所述的测试和测量仪器，还包括：内插器，其被配置成在将混叠高频 带乘以信号以将混叠高频带转换成非混叠高频带之前对低频带和混叠高频带中的每一个 进行内插。7. 根据权利要求1所述的测试和测量仪器，还包括:滤波器计算单元，其被配置成计算 针对所述至少两对频带分离滤波器中的每一个的滤波器系数。8. 一种方法，包括： 将输入信号分路成至少两个分路信号，每个分路信号包括输入信号的基本上整个带 宽； 将每个分路信号与关联的谐波信号混频以生成关联的混频信号； 对每个关联的混频信号进行数字化； 通过关联的多输入多输出(Μ頂0)多相滤波器阵列来对每个数字化混频信号进行滤波； 通过至少两对频带分离滤波器基于所述至少两个数字化器之间的时间差以及本地振 荡器的相位漂移来对来自每个ΜΜ0多相滤波器阵列的数字化混频信号进行滤波； 从所述至少两对频带分离滤波器输出输入信号的低频带和输入信号的高频带；以及 组合输入信号的低频带和输入信号的高频带以形成经重构的输入信号。9. 根据权利要求8所述的方法，其中每个ΜΜ0多相滤波器阵列是8x8 ΜΜ0多相滤波器 阵列。10. 根据权利要求8所述的方法，还包括通过带宽增强滤波器对经重构的输入信号进行 滤波。11. 根据权利要求8所述的方法，还包括： 组合被配置成输出输入信号的低频带的所述至少两对频带分离滤波器中的第一组中 的每一个的输出以形成输入信号的经重构的低频带；以及 组合被配置成输出输入信号的高频带的所述至少两对频带分离滤波器中的第二组中 的每一个的输出以形成输入信号的经重构的高频带。12. 根据权利要求11所述的方法，其中，从组合器输出的经重构的高频带是混叠高频 带，所述方法还包括将混叠的经重构的高频带乘以信号以将混叠的经重构的高频带转换成 非混叠的经重构的高频带，其中组合输入信号的低频带和输入信号的高频带以形成经重构 的输入信号包括组合经重构的低频带和非混叠的经重构的高频带以形成经重构的输入信 号。13. 根据权利要求12所述的方法，还包括在将混叠的经重构的高频带乘以信号以将混 叠的经重构的高频带转换成非混叠的经重构的高频带之前对经重构的低频带和混叠的经 重构的高频带中的每一个进行内插。14. 根据权利要求8所述的方法，还包括计算针对所述至少两对频带分离滤波器中的每 一个的滤波器系数。
【文档编号】G01R13/02GK106018907SQ201610195253
【公开日】2016年10月12日
【申请日】2016年3月31日
【发明人】J.J.皮克, 谈侃
【申请人】特克特朗尼克公司