一种皮秒级时间间隔测量电路及方法与流程

文档序号:16548371发布日期:2019-01-08 20:58
一种皮秒级时间间隔测量电路及方法与流程

本发明涉及时间间隔测量技术领域,具体涉及一种皮秒级时间间隔测量电路及方法。



背景技术:

时间间隔测量技术广泛应用于航空航天、雷达定位、激光测距、时频测量、卫星定位、雷达定位等领域。当前测量时间间隔的方法主要有直接计数法、模拟内插法、游标法、时间幅度转换法、时间放大法等。直接计数法测量精度较低,对计数时钟的频率和稳定度要求较高;模拟内插法相对于直接计数法可将精度提高三个数量级,但硬件实现困难,硬件上很难精确放大两端的零头时间;游标测量法依赖于两个振荡器间的频差,要求振荡器就要有高精度及高稳定度,实现成本较高;时间幅度法基于相位重合技术,但相位重合点难以捕捉;时间放大法转换时间过长、难以集成,且非线性难以控制。针对如上各方法的不足、提高时间间隔测量精度,行业内提出了“直接计数-双模拟内插法”、“直接计数-电容充放电法”等测量时间间隔的方法。



技术实现要素:

(一)要解决的技术问题

本发明要解决的技术问题是:如何克服原理误差对时间间隔测量精度的影响,使得时间间隔测量精度达到皮秒级。

(二)技术方案

为了解决上述技术问题,本发明提供了一种皮秒级时间间隔测量电路,包括:处理器、时间扩展器和电容充放电电路;

其中,时间扩展器包括恒流源I1、I2,开关S1、S2、S3、电容C以及电压比较器,恒流源I1与开关S1串联,I2与S2串联,此两个串联电路分别与S3、C四者并联,并联后的电路一端电压比较器的同向输入端,另一端连接电压比较器的反向输入端;

电容充放电电路包括恒压源Vs、电阻R、电容C2、开关S4、隔离放大器以及AD转换器;恒压源Vs一端连接开关S4一端及电阻R一端,另一端连接开关S4另一端,电阻另一端连接电容C2一端,电容C2另一端连接开关S4,电容C2两端连接所述隔离放大器,隔离放大器输出端连接AD转换器;

被测时间tx输入到处理器,处理器能够分别控制开关S1至S3的接通或断开,并连接电压比较器的输出端以及AD转换器的输出端,还能够控制开关S4的触点间的切换,并用于与时间扩展器、电容充放电电路配合完成被测时间tx的测量。

优选地,所述处理器按照如下逻辑与时间扩展器、电容充放电电路配合实现被测时间tx的测量:

1)将被测时间tx输入到处理器时,处理器利用其内部周期为Tclk的计数时钟对tx进行计数,设计数器计数值为N,txd时间零头分别为Δt1和Δt2,Δt1、Δt2满足Δt1<Tclk,Δt2<Tclk,则被测时间tx表示为:

tx=N×Tclk+Δt1-Δt2 (1)

与此同时,处理器产生相应的时间脉冲信号Pulse1和Pulse2,脉冲信号Pulse2的上升沿以被测时间tx的上升沿为准,下降沿以被测时间tx上升沿到来后的第一个计数时钟的上升沿为准;脉冲信号Pulse2的上升沿以被测时间tx的下降沿为准,下降沿以被测时间tx下降沿到来后的第一个计数时钟的上升沿为准;

4)处理器通过输出控制信号接通开关S3,断开开关S1、S2,此时电容C被短路,电压比较器同向输入端①点电压为0V,电压比较器输出端②点为低电平,随后同时断开开关S1、S2、S3;

处理器输出脉冲信号Pulse1,接通S1,S1接通时间由Pulse1决定,并断开S2、S3,此时恒流源I1对电容C放电,在时间Δt1内,电压比较器同向输入端①点电压由0V降到-U0,随后断开开关S1、S2、S3;

处理器通过输出一控制信号接通开关S2,开关S1、S3断开,此时恒流源I2对电容C充电,电压比较器同向输入端①点电压逐渐上升,处理器不断检测电压比较器的输出,当同向输入端①点电压跨越0V时,电压比较器状态翻转,由低电平变为高电平,处理器在产生控制信号接通开关S2,断开开关S1、S3的同时,产生一个高电平信号TΔt1,该高电平一直延续到处理器检测到电压比较器的输出信号由低电平变为高电平时为止,使TΔt1变为低电平;

由于电流源I1、I2参数为已知,且I1、I2满足如下关系:

I1/I2=K (2)

其中K是时间扩展倍数,且K>>1;

因此TΔt1和Δt1满足:

TΔt1=K×Δt1 (3)

这样一来,时间零头Δt1被展宽了K倍,转变为时间为TΔt1的宽脉冲信号;

处理器用周期为Tclk的时钟对TΔt1再次进行计数,设计数值为N1,时间零头为Δt11和Δt12,并产生相应的时间脉冲Pulse11、

Pulse12,产生机制同Pulse1、Pulse2,有:

TΔt1=N1×Tclk+Δt11–Δt12 (4)

同理,对时间零头Δt2有:

TΔt2=K×Δt2 (5)

TΔt2=N2×Tclk+Δt21–Δt22 (6)

该过程中,处理器输出的脉冲信号为Pulse2,且其中TΔt2为计算时间零头Δt2过程中处理器产生的电平信号,与TΔt1对应,N2为时钟对信号TΔt2的计数值,与N1对应,Δt21和Δt22为TΔt2产生的时间零头,并产生相应的时间脉冲Pulse21、Pulse22,产生机制同Pulse1、Pulse2,则被测时间tx表示为:

tx=N×Tclk+1/K×[(N1-N2)×Tclk+Δt11-Δt12-(Δt21-Δt22)] (7)

3)设1点为电子开关S4的常闭点,在测量时间零头Δt11时,处理器输出时间脉冲Pulse11,脉冲宽度为Δt11,电子开关S4由1切换到2,接通时间为Δt11,恒压源Vs通过电阻R对电容C2充电,电容C2充电完毕后,电子开关S4由2切换到1,通过电阻R对电容C2放电,充电时,电容电压Vc(t)由0V开始上升,其上升规律为:

Vc(t)=Vs(1-e-t/RC) (8)

其中,C为电容C2的电容值,A/D转换器实时通过隔离放大器对电容电压Vc(t)进行采样量化并送到处理器,处理器以采集到的Vc(t)的最大值Vcmax11为基准,换算出时间零头Δt11:

Δt11=-RCln(1-Vcmax11/Vs) (10)

同理得:

Δt12=-RCln(1-Vcmax12/Vs) (11)

Δt21=-RCln(1-Vcmax21/Vs) (12)

Δt22=-RCln(1-Vcmax22/Vs) (13)

Vcmax12,Vcmax21,Vcmax22分别为换算出时间零头Δt12,Δt21,Δt22过程中对应的处理器采集到的电容电压最大值,由式(10)~(13),被测时间tx表示为:

tx=N×Tclk+1/K×{(N1-N2)Tclk-RC[ln[(Vs-Vcmax11)(Vs-Vcmax21)]-ln[(Vs-Vcmax12)(Vs-Vcmax22)]}

(14)

从而得到被测时间tx的值。

本发明还提供了一种利用所述的电路实现皮秒级时间间隔测量的方法,包括以下步骤:

1)将被测时间tx输入到处理器时,处理器利用其内部周期为Tclk的计数时钟对tx进行计数,设计数器计数值为N,txd时间零头分别为Δt1和Δt2,Δt1、Δt2满足Δt1<Tclk,Δt2<Tclk,则被测时间tx表示为:

tx=N×Tclk+Δt1-Δt2 (1)

与此同时,处理器产生相应的时间脉冲信号Pulse1和Pulse2,脉冲信号Pulse2的上升沿以被测时间tx的上升沿为准,下降沿以被测时间tx上升沿到来后的第一个计数时钟的上升沿为准;脉冲信号Pulse2的上升沿以被测时间tx的下降沿为准,下降沿以被测时间tx下降沿到来后的第一个计数时钟的上升沿为准;

5)处理器通过输出控制信号接通开关S3,断开开关S1、S2,此时电容C被短路,电压比较器同向输入端①点电压为0V,电压比较器输出端②点为低电平,随后同时断开开关S1、S2、S3;

处理器输出脉冲信号Pulse1,接通S1,S1接通时间由Pulse1决定,并断开S2、S3,此时恒流源I1对电容C放电,在时间Δt1内,电压比较器同向输入端①点电压由0V降到-U0,随后断开开关S1、S2、S3;

处理器通过输出一控制信号接通开关S2,开关S1、S3断开,此时恒流源I2对电容C充电,电压比较器同向输入端①点电压逐渐上升,处理器不断检测电压比较器的输出,当同向输入端①点电压跨越0V时,电压比较器状态翻转,由低电平变为高电平,处理器在产生控制信号接通开关S2,断开开关S1、S3的同时,产生一个高电平信号TΔt1,该高电平一直延续到处理器检测到电压比较器的输出信号由低电平变为高电平时为止,使TΔt1变为低电平;

由于电流源I1、I2参数为已知,且I1、I2满足如下关系:

I1/I2=K (2)

其中K是时间扩展倍数,且K>>1;

因此TΔt1和Δt1满足:

TΔt1=K×Δt1 (3)

这样一来,时间零头Δt1被展宽了K倍,转变为时间为TΔt1的宽脉冲信号;

处理器用周期为Tclk的时钟对TΔt1再次进行计数,设计数值为N1,时间零头为Δt11和Δt12,并产生相应的时间脉冲Pulse11、Pulse12,产生机制同Pulse1、Pulse2,有:

TΔt1=N1×Tclk+Δt11–Δt12 (4)

同理,对时间零头Δt2有:

TΔt2=K×Δt2 (5)

TΔt2=N2×Tclk+Δt21–Δt22 (6)

该过程中,处理器输出的脉冲信号为Pulse2,且其中TΔt2为计算时间零头Δt2过程中处理器产生的电平信号,与TΔt1对应,N2为时钟对信号TΔt2的计数值,与N1对应,Δt21和Δt22为TΔt2产生的时间零头,并产生相应的时间脉冲Pulse21、Pulse22,产生机制同Pulse1、Pulse2,则被测时间tx表示为:

tx=N×Tclk+1/K×[(N1-N2)×Tclk+Δt11-Δt12-(Δt21-Δt22)] (7)

3)设1点为电子开关S4的常闭点,在测量时间零头Δt11时,处理器输出时间脉冲Pulse11,脉冲宽度为Δt11,电子开关S4由1切换到2,接通时间为Δt11,恒压源Vs通过电阻R对电容C2充电,电容C2充电完毕后,电子开关S4由2切换到1,通过电阻R对电容C2放电,充电时,电容电压Vc(t)由0V开始上升,其上升规律为:

Vc(t)=Vs(1-e-t/RC) (8)

其中,C为电容C2的电容值,A/D转换器实时通过隔离放大器对电容电压Vc(t)进行采样量化并送到处理器,处理器以采集到的Vc(t)的最大值Vcmax11为基准,换算出时间零头Δt11:

Δt11=-RCln(1-Vcmax11/Vs) (10)

同理得:

Δt12=-RCln(1-Vcmax12/Vs) (11)

Δt21=-RCln(1-Vcmax21/Vs) (12)

Δt22=-RCln(1-Vcmax22/Vs) (13)

Vcmax12,Vcmax21,Vcmax22分别为换算出时间零头Δt12,Δt21,Δt22过程中对应的处理器采集到的电容电压最大值,由式(10)~(13),被测时间tx表示为:

tx=N×Tclk+1/K×{(N1-N2)Tclk

-RC[ln[(Vs-Vcmax11)(Vs-Vcmax21)]-ln[(Vs-Vcmax12)(Vs-Vcmax22)]}

(14)

从而得到被测时间tx的值。

优选地,所述控制信号为开关量信号。

优选地,所述时间扩展倍数K=1000。

(三)有益效果

本发明以时频测量为目标领域,提出“模拟内插-电容充放电法”测量时间间隔,即首先利用“模拟内插法”对被测时间进行第一次测量;然后利用“模拟内插法”对产生的“时间零头”进行放大;再利用“电容充放电法”对放大后的“时间零头”进行第二次测量;最后综合两次所得测量值,获得被测时间。该方法有效克服了原理误差对时间间隔测量精度的影响,时间间隔测量精度可达到皮秒级。

附图说明

图1是本发明提出的模拟内插-电容充放电法测量时间间隔电路原理图;

图2是图1中时间扩展器原理图;

图3是模拟内插法工作时序波形图;

图4是电容充放电法原理图;

图5是电容充放电法工作时序波形图。

具体实施方式

为使本发明的目的、内容、和优点更加清楚,下面结合附图和实施例,对本发明的具体实施方式作进一步详细描述。

如图1、图2、图4所示,本发明的皮秒级时间间隔测量电路,包括:处理器、时间扩展器、电容充放电电路;

其中,时间扩展器包括恒流源I1、I2,开关S1、S2、S3、电容C以及电压比较器,恒流源I1与开关S1串联,I2与S2串联,此两个串联电路分别与S3、C四者并联,并联后的电路一端电压比较器的同向输入端,另一端连接电压比较器的反向输入端;

电容充放电电路包括恒压源Vs、电阻R、电容C2、开关S4、隔离放大器以及AD转换器;恒压源Vs一端连接开关S4一端及电阻R一端,另一端连接开关S4另一端,电阻另一端连接电容C2一端,电容C2另一端连接开关S4,电容C2两端连接所述隔离放大器,隔离放大器输出端连接AD转换器;

被测时间tx输入到处理器,处理器能够分别控制开关S1至S3的接通或断开,并连接电压比较器的输出端以及AD转换器的输出端,还能够控制开关S4的触点间的切换,并用于按照如下方式实现被测时间tx的测量:

1)将被测时间tx输入到处理器时,处理器利用其内部周期为Tclk的计数时钟对tx进行计数,设计数器计数值为N,txd时间零头分别为Δt1和Δt2,Δt1、Δt2满足Δt1<Tclk,Δt2<Tclk,如图3所示。则被测时间tx可表示为:

tx=N×Tclk+Δt1-Δt2 (1)

与此同时,处理器产生相应的时间脉冲信号Pulse1和Pulse2,脉冲信号Pulse2的上升沿以被测时间tx的上升沿为准,下降沿以被测时间tx上升沿到来后的第一个计数时钟的上升沿为准;脉冲信号Pulse2的上升沿以被测时间tx的下降沿为准,下降沿以被测时间tx下降沿到来后的第一个计数时钟的上升沿为准。

6)处理器通过输出控制信号接通开关S3,断开开关S1、S2,此时电容C被短路,电压比较器同向输入端①点电压为0V,电压比较器输出端②点为低电平,随后同时断开开关S1、S2、S3;

处理器输出脉冲信号Pulse1,接通S1,S1接通时间由Pulse1决定,并断开S2、S3。此时恒流源I1对电容C放电,在时间Δt1内,电压比较器同向输入端①点电压由0V降到-U0,随后断开开关S1、S2、S3;

处理器通过输出一控制信号(开关量信号)接通开关S2,开关S1、S3断开,此时恒流源I2对电容C充电。电压比较器同向输入端①点电压逐渐上升,处理器不断检测电压比较器的输出,当同向输入端①点电压跨越0V时,电压比较器状态翻转,由低电平变为高电平。处理器在产生控制信号接通开关S2,断开开关S1、S3的同时,产生一个高电平信号TΔt1,该高电平一直延续到处理器检测到电压比较器的输出信号由低电平变为高电平时为止,使TΔt1变为低电平。

由于电流源I1、I2参数为已知,且I1、I2满足如下关系:

I1/I2=K (2)

其中K是时间扩展倍数,且K>>1。

因此TΔt1和Δt1满足:

TΔt1=K×Δt1 (3)

这样一来,时间零头Δt1被展宽了K倍,转变为时间为TΔt1的宽脉冲信号。

处理器用周期为Tclk的时钟对TΔt1再次进行计数,设计数值为N1,时间零头为Δt11和Δt12,并产生相应的时间脉冲Pulse11、

Pulse12(产生机制同Pulse1、Pulse2),有:

TΔt1=N1×Tclk+Δt11–Δt12 (4)

同理对时间零头Δt2有:

TΔt2=K×Δt2 (5)

TΔt2=N2×Tclk+Δt21–Δt22 (6)

该过程中,处理器输出的脉冲信号为Pulse2,且其中TΔt2为计算时间零头Δt2过程中处理器产生的电平信号,与TΔt1对应。N2为时钟对信号TΔt2的计数值,与N1对应,Δt21和Δt22为TΔt2产生的时间零头,并产生相应的时间脉冲Pulse21、Pulse22(产生机制同Pulse1、Pulse2)。则被测时间tx可表示为:

tx=N×Tclk+1/K×[(N1-N2)×Tclk+Δt11-Δt12-(Δt21-Δt22)] (7)

3)设1点为电子开关S4的常闭点,在测量时间零头Δt11时,处理器输出时间脉冲Pulse11(脉冲宽度为Δt11),电子开关S4由1切换到2,接通时间为Δt11,如图1所示,恒压源Vs通过电阻R对电容C2充电,电容C2充电完毕后,电子开关S4由2切换到1,通过电阻R对电容C2放电。充电时,电容电压Vc(t)由0V开始上升,如图5所示,其上升规律为:

Vc(t)=Vs(1-e-t/RC) (8)

其中,C为电容C2的电容值,A/D转换器实时通过隔离放大器对电容电压Vc(t)进行采样量化并送到处理器,处理器以采集到的Vc(t)的最大值Vcmax11为基准,换算出时间零头Δt11:

Δt11=-RCln(1-Vcmax11/Vs) (10)

同理可得:

Δt12=-RCln(1-Vcmax12/Vs) (11)

Δt21=-RCln(1-Vcmax21/Vs) (12)

Δt22=-RCln(1-Vcmax22/Vs) (13)

Vcmax12,Vcmax21,Vcmax22分别为换算出时间零头Δt12,Δt21,Δt22过程中对应的处理器采集到的电容电压最大值。由式(10)~(13),被测时间tx可表示为:

tx=N×Tclk+1/K×{(N1-N2)Tclk-RC[ln[(Vs-Vcmax11)(Vs-Vcmax21)]-ln[(Vs-Vcmax12)(Vs-Vcmax22)]} (14)

从而得到被测时间tx的值。

以上也即为利用上述电路实现时间间隔测量的皮秒级时间间隔测量方法。

以采样时钟为100MHz为例,其周期为10ns,经计数法计数采样时钟后,其“时间零头”Δt1-Δt2小于10ns,经时间展宽器对“时间零头”进行展宽,假设展宽因子K=1000,此时产生的“时间零头”Δt11-Δt12-Δt21+Δt22经换算后小于10ps。

可以看出,本发明的模拟内插-电容充放电法克服了双模拟内插法原理误差对时间测量精度的影响,测量精度更高、更准确,在时频测量领域具有重要参考价值。

以上所述仅是本发明的优选实施方式,应当指出,对于本技术领域的普通技术人员来说,在不脱离本发明技术原理的前提下,还可以做出若干改进和变形,这些改进和变形也应视为本发明的保护范围。

再多了解一些
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