专利名称：电流输出型数字模拟变换器及其负载驱动装置和电子设备的制作方法
技术领域：
本发明涉及生成并输出与输入的数字信号对应的输出电流的电流输出型数字模拟变换器。
背景技术：
在近年的移动电话、PDA(Personal Digital Assistance)等小型信息终端中，存在例如在液晶的背光中使用的发光二极管(Light Emitting Diode，以下称为LED)等那样需要比电池的输出电压高的电压的设备。在这些小型信息终端中，多使用锂离子电池，其输出电压通常为3.5V左右，虽然在满充电时也为4.2V左右，但是LED需要比电池电压高的电压作为驱动电压。这样，在需要比电池电压高的电压的情况下，利用使用了开关稳压器或电荷泵电路等的升压型的电源装置来对电池电压进行升压，并且得到用于驱动LED等负载电路所需要的电压。
通过这样的电源装置，在驱动LED时，通过在LED的驱动线路上连接恒流电路，从而将流过LED的电流保持为一定，实现其发光亮度控制的稳定。这时，有时采用监视LED和恒流电路的连接点的电压，并且生成LED的驱动电压，使得该连接点的电压为一定值的方法(参照专利文献1)。
〔专利文献1〕(日本)特开2004-22929号公报〔专利文献2〕(日本)特开2002-330072号公报这里，为了调节LED的亮度，考虑切换与输入的数字值对应的由恒流电路生成的电流的情况。一般来说，对数字值进行数字模拟变换而变换为电压，并且将该电压通过电压电流变换而生成希望的恒流。即，恒流电路作为电流输出型的数字模拟变换器起作用。
但是，在该电路中进行电压电流变换时，电压电流变换电路的输入电压对应于数字信号的值，在宽的范围内变化。因此，在电压电流变换电路中存在，在宽的输入电压范围内，要求良好的线性的问题。虽然利用运算放大器设计电压电流变换电路的情况较多，但是在宽输入电压范围内，良好地保持运算放大器的线性非常困难。因此，在该形式的电流输出型的数字模拟变换器中，产生变换精度降低的问题。
发明内容
本发明是鉴于这样的课题完成的，其目的是提供精度高的电流输出型数字模拟变换器。
本发明的一个方式是电流输出型数字模拟变换器，接受n位的数字信号，从电流输出端子输出与输入的数字信号对应的恒流，其中，n为自然数，其特征在于，该电流输出型数字模拟变换器包括n个输出晶体管，第1端子的电位通过共同的固定电压被固定，与第1端子相反侧的第2端子与电流输出端子连接；输入晶体管，与n个输出晶体管共同连接第1端子以及控制端子；第1电流电压变换单元，与输入晶体管的第2端子侧连接，将流过输入晶体管的电流变换为电压；恒流源，生成基准电流；第2电流电压变换单元，将基准电流变换为电压；第1误差放大器，被输入第1电流电压变换单元和第2电流电压变换单元各自的输出电压，调节输入晶体管和n个输出晶体管的控制端子的电压；n个开关，被设置在第1误差放大器的输出至n个输出晶体管的控制端子的路径上；以及控制单元，根据n位的数字信号，控制n个开关的导通截止。
所谓晶体管的控制端子，在FET(Field Effect Transistor，场效应晶体管)中是指栅极端子，在双极晶体管中是指基极端子。按照该方式，输入晶体管以及输出晶体管的控制端子的电压通过第1误差放大器进行反馈控制，使得分别从第1、第2电流电压变换单元输出的电压接近。其结果，在输出晶体管中流过与基准电流成比例的恒流。通过根据数字信号切换开关，n个晶体管的导通、截止进行切换，可以在与电流输入端子连接的电路中流过与数字信号对应的电流。
在一个方式中，电流输出型数字模拟变换器也可以还包括电压调节单元，与输入晶体管的第2端子连接，并且进行调节，使得该输入晶体管的第2端子的电压接近规定的基准电压。
通过将输入晶体管的一端的电压固定在基准电压，可以稳定在各输出晶体管中流过的电流，可以使数字模拟变换器的精度提高。
电压调节单元也可以包括调节晶体管，与输入晶体管串联连接；以及第2误差放大器，被输入输入晶体管和调节晶体管的连接点的电压，以及规定的基准电压，对调节晶体管的控制端子的电压进行调节。
这时，通过由调整晶体管和第2误差放大器构成3端子稳压器，可以将输入晶体管的第2端子的电压固定在基准电压。
规定的基准电压也可以被设定为与电流输出端子的电压相同。
这时，由于电流输出端子的电压和输入晶体管的第2端子的电压相同，所以输入晶体管和n个输出晶体管的3端子都为同电位，可以高精度地生成与晶体管的尺寸对应的电流，可以使数字模拟变换的精度提高。
设定规定的基准电压，使得输入晶体管在非恒流区域下动作。
在本说明书中，所谓非恒流区域是指在使晶体管两端的电压变化时，流过的电流也变化的区域。在FET中指非饱和区域，在双极晶体管中指饱和区域。
这时，输入晶体管和n个输出晶体管由于都在非恒流区域下动作，所以可以减小各晶体管的电压降，可以降低功耗。而且，在以往的电流镜电路中，使其在非恒流区域下动作时，产生了受镜像比影响的问题，但是按照该方式，输入晶体管和输出晶体管由于3端子都为相同电位，所以可以在各晶体管中流过与面积比对应的电流，实现高精度的数字模拟变换。
第1电流电压变换单元也可以包括第1检测晶体管，被设置在与输入晶体管相同的电流路径上；第2检测晶体管，与第1检测晶体管以电流镜连接；以及第1基准电阻，被设置在与第2检测晶体管相同的电流路径上，一端的电位由共同的固定电压固定，第2电流电压变换单元包括第2基准电阻，被设置在基准电流的路径上，一端的电位由共同的固定电压固定，在第1误差放大器中，作为第1电流电压变换单元、第2电流电压变换单元的输出，被输入第1基准电阻、第2基准电阻的另一端的电位。
本发明的另一个方式是负载驱动装置。该负载驱动电路包括电流输出型数字模拟变换器，生成与被输入的n位的数字信号对应的输出电流，并且从电流输出端子输出，其中，n为自然数；以及电压生成单元，对与电流输出型数字模拟变换器的电流输出端子连接的负载电路提供驱动电压，电流输出型数字模拟变换器包括n个输出晶体管，第1端子的电位通过共同的固定电压被固定，与第1端子相反侧的第2端子与电流输出端子连接；输入晶体管，与n个输出晶体管共同连接第1端子以及控制端子；第1电流电压变换单元，与输入晶体管的第2端子侧连接，将流过输入晶体管的电流变换为电压；恒流源，生成基准电流；第2电流电压变换单元，将基准电流变换为电压；第1误差放大器，被输入第1电流电压变换单元和第2电流电压变换单元各自的输出电压，调节输入晶体管和n个输出晶体管的控制端子的电压；n个开关，被设置在第1误差放大器的输出至n个输出晶体管的控制端子的路径上；以及控制单元，根据n位的数字信号，控制n个开关的导通截止。
按照该方式，可以根据数字值高精度地切换流过负载的电流。
本发明的再一个方式是电子设备。该电子设备包括发光元件；以及将发光元件驱动的上述方式的负载驱动装置。
按照该方式，可以通过基准电流高精度地调整发光元件的亮度。
应该注意，如上所述的结构元件等的任意组合或重新排列作为本发明都有效，并且包含在本发明中。
而且，本发明的上述总结不需要描述所有必要技术特征，这样本发明也可以是这些被描述的特征的子组合。
图1是表示本发明的第1实施方式的电流输出型数字模拟变换器的结构的电路图。
图2是表示第2实施方式的电流DAC的结构的电路图。
图3是表示MOSFET的电流电压特性的图。
图4是表示第3实施方式的电流DAC的结构的电路图。
图5是表示第4实施方式的发光装置的结构的电路图。
图6是表示第2实施方式的电流DAC的变形例的电路图。
具体实施例方式
以下，一边参照附图，一边根据优选实施方式说明本发明。对在各附图中表示的相同或者等同的结构元件、部件、处理赋予相同的标号，并且适当省略重复的说明。而且，实施方式为例示而不是限定发明，在实施方式中叙述的所有特征或者其组合也不一定是发明的本质的内容。
(第1实施方式)图1是表示本发明的第1实施方式的电流输出型数字模拟变换器100(以下，也称为电流DAC100)的结构的电路图。
该电流DAC100接受n位(n是自然数)的数字信号DIG，从电流输出端子102输出与输入的数字信号DIG对应的恒流Ic。
电流DAC100具有n个(n是自然数)输出晶体管M11～M1n，输入晶体管M2、恒流源10、第1误差放大器12、第1电流电压变换单元14、第2电流电压变换单元16。
输出晶体管M11～M1n是N型的MOSFET，第1端子，即源极通过共同的固定电压即接地电压被固定，与第1端子相反侧的第2端子，即漏极与电流输出端子102连接。输出晶体管M11～M1n的晶体管尺寸被设计为1∶2∶4…∶2(n-1)。
输入晶体管M2是与n个输出晶体管M11～M1n同型的晶体管，即N型的MOSFET，源极和作为控制端子的栅极被共同连接，成为所谓的电流镜连接。如后所述，输出晶体管M11～M1n被分别地进行导通截止控制，各输出晶体管M11～M1n中流过的电流的总和作为恒流Ic从电流输出端子102输出。
第1电流电压变换单元14被连接到作为输入晶体管M2的第2端子的漏极侧，将输入晶体管M2中流过的电流Im2变换为电压Vx1。在本实施方式中，第1电流电压变换单元14包含第1电阻R1。第1电阻R1的一端与输入晶体管M2的漏极端子连接，在另一端施加第2固定电压(以下也称为电源电压Vdd)。在第1电阻R1中，流过输入晶体管M2中流过的电流Im2，产生R1×Im2的电压降。第1电流电压变换单元14的输出电压Vx1为Vx1＝Vdd-R1×Im2。这样第1电流电压变换单元14将流过输入晶体管M2的电流Im2变换为电压Vx1。
恒流源10产生基准电流Iref。
第2电流电压变换单元16包含第2电阻R2。第2电阻R2的一端连接到恒流源10，被施加电源电压Vdd，在第2电阻R2中流过由恒流源10生成的基准电流Iref，产生R2×Iref的电压降。第2电流电压变换单元16的输出电压Vx2成为Vx2＝Vdd-R2×Iref。
这样，第2电流电压变换单元16将基准电流Iref变换为电压Vx2。
在第1误差放大器12的正相输入端子输入第1电流电压变换单元14的输出电压Vx，在反相输入端子输入第2电流电压变换单元16的输出电压Vx2。第1误差放大器12的输出端子与输出晶体管M11～M1n、输入晶体管M2的栅极连接，调节栅极电压Vg，使得电压Vx1、Vx2一致。
在第1误差放大器12的输出至n个输出晶体管M11～M1n的栅极的路径上设置n个开关SW11～SWn1，和n个开关SW12～SWn2。开关SW11～SWn1被分别构成为，在与同一栅极连接的开关SW12～SWn2中仅其中一个开关导通。反相器INV1～INVn被设置为与同一栅极连接的两个开关不同时导通。而且，各输出晶体管M11～M1n的栅极上设置的开关也可以仅为SW11～SWn1，或者SW12～SWn2。
在控制单元30中输入n位的数字信号DIG。控制单元30根据输入的数字信号DIG的各位的值，控制n个开关的导通截止。即，n位的数字信号的最下一位与连接到输出晶体管M11的开关SW11、SW12的导通截止相对应，最上一位与连接到输出晶体管M1n的开关SWn1、SWn2的导通截止相对应。即，如果各位为1，则与该位对应的输出晶体管导通，如果各位为0，则与该位对应的输出晶体管截止。
而且，在从第1误差放大器12至n个输出晶体管M11～M1n的栅极的路径上设置稳定电阻R10。这是为了防止由于开关SW的电容量和输出晶体管的栅极电容量对应于导通截止而变化，并且从第1误差放大器12的输出看的阻抗变动，所以电路振荡，或者变得不稳定。而且，输出晶体管M11～M1n的栅极的阻抗高，所以在稳定电阻R10中不流过电流，也不产生电压降，所以输入晶体管M2和输出晶体管M11～M1n的栅极一致。稳定电阻R10也可以省略。
对如上所述构成的电流DAC100的动作进行说明。
第1误差放大器12、输入晶体管M2、第1电流电压变换单元14形成反馈环，电压Vx1对应于第1误差放大器12的输出电压，即输入晶体管M2的栅极电压Vg变化。
其结果，第1误差放大器12对输入晶体管M2的栅极电压Vg进行反馈控制，使得对正相输入端子和反相输入端子施加的电压Vx1、Vx2相等。即，输入晶体管M2的栅极电压Vg被调节为Vdd-R2×Iref＝Vdd-R1×Im2。这时，流过输入晶体管M2的电流Im2以Im2＝R2/R1×Iref的方式提供。
由于输出晶体管M11～M1n和输入晶体管M2构成栅极和源极被共同连接的电流镜电路，所以在输出晶体管M11～M1n中流过与在输入晶体管M2中流过的电流Im2成比例的电流。如上所述，输出晶体管M11～M1n的尺寸比为1∶2∶4…∶2(n-1)。现在，假设输出晶体管M11和输入晶体管M2的晶体管尺寸相等，并且如果将数字信号DIG的各位记为a1、a2、…an，则流过电流输出端子102的恒流Ic为Ic＝a1×Im2×20+a2×Im2×21+…+an×Im2×2(n-1)可以输出与数字信号DIG对应的恒流。而且，流过输入晶体管M2的电流Im2利用基准电流Iref，以下式提供。
Im2＝R2/R1×Iref因此，按照本实施方式的电流DAC100，通过调节基准电流Iref、电阻值R1、R2，可以调节与电流DAC100的LSB(Least Significant Bit)对应的电流量。
而且，在本实施方式的电流DAC100中，可以得到以下的效果。
一般来说，流过N型MOSFET的电流，将栅极电压Vg设定得越高则越增加。但是，在输入侧的晶体管的栅极端子与漏极端子连接的通常的电流镜电路中，由于栅极端子的电压不能达到如此高，所以不能完全发挥输出侧的晶体管的能力。
与此相反，在本实施方式的电流DAC100中，通过较低地设定第1电阻R1的电阻值，可以较高地设定输出晶体管M1、输入晶体管M2的栅极电压Vg，所以可以完全发挥晶体管的能力。这是因为，Im2＝R2/R1×Iref成立，如果减小R1，则使Im2增加，所以输入晶体管M2向进一步导通的方向调节其栅极电压Vg。这意味着即使晶体管尺寸小，也可以流过更多的电流，并且可以减小输出晶体管M11～M1n的尺寸，进而可以减小电流DAC100整体的尺寸。
(第2实施方式)第2实施方式的电流DAC100a除了第1实施方式的电流DAC100，还具有固定输入晶体管M2的漏极的电压的电压调节单元20。
图2是表示第2实施方式的电流DAC100a的结构的电路图。在以后的图中，对于与图1相同或者等同的结构元件赋予相同的标号，并且适当省略说明。
电压调节单元20被连接到作为输入晶体管M2的一端的漏极和第1电阻R1之间，将输入晶体管M2的漏极的电压Vd2调节为接近规定的基准电压。在图2中，省略输出晶体管M12～M1n。
电压调节单元20包含调节晶体管M3、第2误差放大器22、基准电压源24，构成稳压器电路。
调节晶体管M3是N型的MOSFET，与输入晶体管M2串联连接。即，调节晶体管M3的源极与输入晶体管M2的漏极连接，漏极端子与第1电阻R1连接。
基准电压源24是带隙基准电路，或者恒压源等其它电压生成单元，生成规定的基准电压Vref。
在第2误差放大器22的正相输入端子中输入由基准电压源24生成的基准电压Vref。在反相输入端子中输入输入晶体管M2和调节晶体管M3的连接点，即输入晶体管M2的漏极端子的电压Vd2。第2误差放大器22的输出端子与调节晶体管M3的栅极连接。
对如上构成的电流DAC100a的动作进行说明。本实施方式的电流DAC100a与第1实施方式的电流DAC100相同，以基准电流Iref为基准，生成与数字信号DIG对应的恒流Ic。
首先，为了使由本实施方式的电流DAC100a得到的效果更明确，对以往的电流镜电路的特性进行说明。
图3表示MOSFET的电流电压的特性。横轴表示漏极源极间电压，纵轴表示漏极源极电流，并且表示对于不同的栅极源极间电压Vgs1、Vgs2的电流电压特性。在该图中，电压Vth1、Vth2表示各个栅极源极间电压Vgs1、Vgs2中的恒流区域和非恒流区域的阈值电压。如该图所示，在漏极源极间电压比阈值电压Vth低的非恒流区域(非饱和区域)中，如果漏极源极间电压变化，则漏极源极电流大幅度变化。
因此，在以往的电流镜电路中，在两个晶体管都在恒流区域工作的情况下，与晶体管的尺寸比对应的电流流过各晶体管，但是在两个晶体管的其中一个或者两个都在非恒流区域工作时，晶体管的成对性损失，不产生与尺寸对应的电流。
返回本实施方式的电流DAC100a的说明。
如上所述，在电压调节单元20中，第2误差放大器22调节作为其输出的调节晶体管M3的栅极电压，以使得对正相输入端子和反相输入端子施加的电压相等。其结果，施加反馈以使调节晶体管M3的导通电阻被调节，基准电压Vref和输入晶体管M2的漏极电压Vd2相等。
如上所述，在构成电流镜电路的两个晶体管的漏极源极间电压不同的情况下，在非恒流区域，不作为正确的电流镜电路动作。但是，在本实施方式的输出晶体管M1、输入晶体管M2的情况下，由于电压调节单元20的存在，可以使两个晶体管的漏极源极间电压相等。因此，各晶体管的三个端子都在相等的电压下动作，即使在非恒流区域，也流过对应于尺寸比的电流。
现在，在将基准电压Vref的值设定为与电流输出端子102上呈现的电压Vd1相同的情况下，输出晶体管M1和输入晶体管M2，三个端子都被施加大致相同的电压。换言之，输出晶体管M1、输入晶体管M2即使在漏极源极间电压低的非饱和区域进行动作的情况下，也可以高精度地生成与各晶体管的尺寸成比例的电流。
输出晶体管M1和输入晶体管M2的漏极源极间电压较低可以减少由电流DAC100a消耗的电力。这里，如上所述，在将基准电压Vref的值设定为与电流输出端子102上呈现的电压Vd1相同的情况下，即使使输出晶体管M1、输入晶体管M2在非饱和区域动作，也可以高精度地生成对应于镜像比的恒流。因此，在本实施方式的电流DAC100a中，通过将基准电压Vref和电流输出端子102上呈现的电压Vd1设定为输入晶体管M2、输出晶体管M1在非饱和区域动作，可以减少电流DAC100a的功耗。
而且，在以往的电流镜电路中，为了完全(full)驱动晶体管，在已增大输出晶体管M1、输入晶体管M2的栅极源极间电压的情况下，需要增大漏极源极间电压。这是由于如图3所示，如果提高栅极源极间电压，则阈值电压Vth变高。
与此相反，在本实施方式的电流DAC100a中，由于可以完全发挥输出晶体管M1、输入晶体管M2的能力，所以即使在较大地设定了栅极源极间电压的情况下，由于两个晶体管的成对性被保持，所以可以较低地设定各晶体管的漏极源极间电压，即基准电压Vref和呈现在电流输出端子102的电压Vd2。
(第3实施方式)第3实施方式的电流DAC100b是第2实施方式的电流DAC100a的变形例，第1电流电压变换单元14的结构有所不同。图4是表示第3实施方式的电流DAC100b的结构的电路图。这里也和图2一样，省略输出晶体管M12～M1n。
图4的第1电流电压变换单元14b包含第1检测晶体管M4、第2检测晶体管M5、第1基准电阻R11。第1检测晶体管M4被设置在与输入晶体管M2相同的电流路径上。第1检测晶体管M4是P型的MOSFET，源极与电源端子连接，漏极和栅极与调节晶体管M3的漏极连接。第2检测晶体管M5与第1检测晶体管M4以电流镜方式连接。第1基准电阻R11被设置在与第2检测晶体管M5相同的电流路径上。该第1基准电阻R11的一端的电位由作为共同的固定电压的接地电压固定。
第2电流电压变换单元16b被设置在由恒流源10生成的基准电流Iref的路径上，包含第2基准电阻R12。第2基准电阻R12的一端的电位由作为共同的固定电压的接地电压固定。
第1误差放大器12的正相输入端子和反相输入端子中，作为第1电流电压变换单元14b、第2电流电压变换单元16b的输出，输入第1基准电阻R11、第2基准电阻R12的另一端的电位Vx1、Vx2。
将第1检测晶体管M4和第2检测晶体管M5的尺寸比设定为M∶1。这里，M为M＞1的实数。在第1检测晶体管M4中，流过在输入晶体管M2中流过的电流Im2，在第2检测晶体管M5中流过Im2/M的电流。其结果，第1电流电压变换单元14b的输出电压Vx1为Im2/M×R11。另一方面，第2电流电压变换单元16a的输出电压Vx2为Iref×R12。在图4的电流DAC100b中，通过第1误差放大器12施加反馈，以使Vx1＝Vx2成立，其结果，下式成立Iref×R12＝Im2/M×R11。即输入晶体管M2的电流被稳定为Im2＝Iref×M×R12/R11按照本实施方式的电流DAC100b，通过较大地设定常数M，可以得到与在第2实施方式的电流DAC100a中减小第1电阻R1相同的效果。
(第4实施方式)本发明的第4实施方式是包含作为发光元件的LED的发光装置。该发光装置被安装在移动电话终端或PDA等电池驱动型的电子设备中。LED被设置作为液晶面板的背光，或者用于通知来信的发光元件。
图5是表示第4实施方式的发光装置1000的结构的电路图。发光装置1000包含LED300、电压生成单元40、电流DAC100。
这里，电流DAC100虽然作为第2实施方式的电流DAC100a进行了记载，但是也可以利用其它方式的电流DAC100。而且，n个输出晶体管M11～M1n被表示为一个晶体管。
在电流DAC100a的电流输出端子102上连接LED300的阴极端子。LED300通过对应于数字信号DIG由电流DAC100生成的恒流Ic来控制其发光亮度。在LED300的阳极端子上连接电压生成单元40的输出端子50，施加电压生成单元40的输出电压Vout。
电压生成单元40是开关稳压器，将升压了输入到输入端子48的输入电压Vin后的电压Vout从输出端子50输出。在输入端子48中输入来自电池的电压。电压生成单元40包括开关元件SW1、整流二极管D1、电感器L1、输出电容器C1、第3误差放大器42、振荡器44、电压比较器46。而且，电压生成单元40也可以是同步整流型的开关稳压器。
在第3误差放大器42的正相输入端子中输入电流输出端子102的电压Vd1。而且，在反相输入端子中施加有从电流DAC100a的基准电压源24输出的基准电压Vref。第3误差放大器42输出将电压Vd1、Vref的误差电压放大而得到的误差电压Verr。该误差电压Verr被输入到电压比较器46。
振荡器44生成三角波或者锯齿波状的周期电压Vosc，并且输出到电压比较器46。
电压比较器46比较误差电压Verr和周期电压Vosc，并且根据其大小关系生成高电平、低电平变化的开关信号Vsw。这样生成的开关信号Vsw成为高电平和低电平的期间的比，即占空比变化的被脉宽调制的信号。
该开关信号Vsw经由未图示的驱动电路输入到作为开关元件SW1的MOSFET的栅极端子。开关元件SW1在开关信号Vsw为高电平期间导通，在低电平期间截止。
通过导通截止开关元件SW1，由电感器L1和输出电容器C1进行能量转换，将对输入端子48施加的输入电压进行升压。被升压后的电压被输出电容器C1平滑，作为直流的输出电压Vout输出。这样由电压生成单元40生成的输出信号Vout作为驱动电压提供给LED300。
对于以上那样构成的发光装置1000的动作进行说明。
驱动作为负载电路的LED300的结果，在电流DAC100a的电流输出端子102上呈现Vd1＝Vout-Vf的电压。这里，Vf是LED300的正向电压。
生成电压生成单元40中的开关信号Vsw，使得输入到第3误差放大器42的两个电压Vref和Vd1相等。其结果，电压生成单元40的输出电压Vout被稳定，以使得Vout＝Vd1+Vf＝Vref+Vf成立。
这时，在电流DAC100a中，通过电压调节单元20进行调节，使得输入晶体管M2的漏极端子的电压Vd2接近基准电压Vref。
其结果，被控制为电流输出端子102的电压Vd1和输入晶体管M2的漏极端子的电压Vd2相等。
在本实施方式的电流DAC100a中，输出晶体管M1、输入晶体管M2构成电流镜电路，并且被调节以便除了其栅极端子、源极端子，漏极端子的电压也相等。因此，输出晶体管M1可以根据数字信号DIG的各位，高精度地放大流过输入晶体管M2的电流Im2，并且在LED300中流过恒流Ic。
以往，由于需要使输出晶体管M1在饱和区域(恒流区域)下进行动作，所以需要将电流输出端子102上呈现的电压例如控制为0.3V以上。
另一方面，在本实施方式的电流DAC100a中，如在第2实施方式中说明的那样，输出晶体管M1、输入晶体管M2即使在非饱和区域中，也可以保持两个晶体管的成对性。其结果，在本实施方式的电流DAC100a中，由于可以使输出晶体管M1在非饱和区域下进行动作，所以，例如可以将基准电压Vref设定为0.1V。其结果，可以使输出晶体管M1、输入晶体管M2中的电力消耗减少，可以改善发光装置1000的效率。
本技术领域的技术人员应该理解，上述实施方式为例示，在这些各结构要素或者各处理过程的组合中可以有各种变形例，而且这样的变形例也在本发明的范围内。
图6是表示第2实施方式的电流DAC的变形例的电路图。本变形例的电流DAC100c置换MOSFET的N型、P型来构成。通过该电流DAC100c，也可以在与电流输出端子102连接的电路中流过恒流Ic。本变形例的电流DAC100c即使在与电流输出端子102连接的电路的电压降小的情况下，也可以适合地应用在可使用负电源的电子设备中。
在实施方式中，对各晶体管为MOSFET的情况进行了说明，但是也可以使用双极晶体管等其它类型的晶体管。它们的选择通过对恒流电路要求的设计规格、使用的半导体制造工艺等来决定即可。
在实施方式中，构成恒流电路、电源装置等的元件既可以被全部一体集成，也可以其一部分以分立元件构成。将哪部分集成根据使用的半导体制造工艺、成本、占有面积等来决定即可。
在实施方式中，电压生成单元40作为开关稳压器进行了说明，但是也可以是绝缘型的开关稳压器、电荷泵电路或3端子稳压器等。
在使用专业术语描述了本发明的优选实施方式时，这样的描述仅用于例示的目的，并且应理解在不超出权利要求的精神和范围的情况下可以有各种改变和变更。
权利要求
1.一种电流输出型数字模拟变换器，接受n位的数字信号，从电流输出端子输出与输入的数字信号对应的恒流，其中，n为自然数，其特征在于，该电流输出型数字模拟变换器包括n个输出晶体管，第1端子的电位通过共同的固定电压被固定，与所述第1端子相反侧的第2端子与所述电流输出端子连接；输入晶体管，与所述n个输出晶体管共同连接所述第1端子以及控制端子；第1电流电压变换单元，与所述输入晶体管的所述第2端子侧连接，将流过所述输入晶体管的电流变换为电压；恒流源，生成基准电流；第2电流电压变换单元，将所述基准电流变换为电压；第1误差放大器，被输入所述第1电流电压变换单元和所述第2电流电压变换单元各自的输出电压，调节所述输入晶体管和所述n个输出晶体管的控制端子的电压；n个开关，被设置在所述第1误差放大器的输出至所述n个输出晶体管的控制端子的路径上；以及控制单元，根据所述n位的数字信号，控制所述n个开关的导通截止。
2.如权利要求1所述的电流输出型数字模拟变换器，其特征在于，还包括电压调节单元，与所述输入晶体管的所述第2端子连接，并且进行调节，使得该输入晶体管的所述第2端子的电压接近规定的基准电压。
3.如权利要求2所述的电流输出型数字模拟变换器，其特征在于，所述电压调节单元包括调节晶体管，与所述输入晶体管串联连接；以及第2误差放大器，被输入所述输入晶体管和所述调节晶体管的连接点的电压，以及所述规定的基准电压，调节所述调节晶体管的控制端子的电压。
4.如权利要求2或3所述的电流输出型数字模拟变换器，其特征在于，所述规定的基准电压被设定为与所述电流输出端子的电压相同。
5.如权利要求4所述的电流输出型数字模拟变换器，其特征在于，设定所述规定的基准电压，使得所述输入晶体管在非恒流区域下动作。
6.如权利要求1至3的任意一项所述的电流输出型数字模拟变换器，其特征在于，所述第1电流电压变换单元包括第1检测晶体管，被设置在与所述输入晶体管相同的电流路径上；第2检测晶体管，与所述第1检测晶体管以电流镜方式连接；以及第1基准电阻，被设置在与所述第2检测晶体管相同的电流路径上，一端的电位由所述共同的固定电压固定，所述第2电流电压变换单元包括第2基准电阻，被设置在所述基准电流的路径上，一端的电位由所述共同的固定电压固定，在所述第1误差放大器中，作为所述第1电流电压变换单元、所述第2电流电压变换单元的输出，被输入所述第1基准电阻、所述第2基准电阻的另一端的电位。
7.一种负载驱动装置，其特征在于，包括电流输出型数字模拟变换器，生成与被输入的n位的数字信号对应的输出电流，并且从电流输出端子输出，其中，n为自然数；以及电压生成单元，对与所述电流输出型数字模拟变换器的电流输出端子连接的负载电路提供驱动电压，所述电流输出型数字模拟变换器包括n个输出晶体管，第1端子的电位通过共同的固定电压被固定，与所述第1端子相反侧的第2端子与所述电流输出端子连接；输入晶体管，与所述n个输出晶体管共同连接所述第1端子以及控制端子；第1电流电压变换单元，与所述输入晶体管的所述第2端子侧连接，将流过所述输入晶体管的电流变换为电压；恒流源，生成基准电流；第2电流电压变换单元，将所述基准电流变换为电压；第1误差放大器，被输入所述第1电流电压变换单元和所述第2电流电压变换单元各自的输出电压，调节所述输入晶体管和所述n个输出晶体管的控制端子的电压；n个开关，被设置在所述第1误差放大器的输出至所述n个输出晶体管的控制端子的路径上；以及控制单元，根据所述n位的数字信号，控制所述n个开关的导通截止。
8.如权利要求7所述的负载驱动装置，其特征在于，所述电流输出型数字模拟变换器还包括电压调节单元，与所述输入晶体管的所述第2端子连接，进行调节，使得该输入晶体管的所述第2端子的电压接近规定的基准电压，所述电压生成单元生成所述驱动电压，使得驱动了所述负载电路的结果，在所述恒流电路的电流输出端子上呈现的电压接近所述基准电压。
9.一种电子设备，其特征在于，包括发光元件；以及将所述发光元件作为负载电路进行驱动的权利要求7所述的负载驱动装置。
全文摘要
本发明提供高精度的电流输出型数字模拟变换器。n个输出晶体管(M1)的源极的电位由共同的固定电压GND固定，源极与电流输出端子(102)连接。输入晶体管(M2)与输出晶体管(M1)共同连接漏极以及栅极。第1电流电压变换单元(14)与输入晶体管(M2)的漏极侧连接，将流过输入晶体管(M2)的电流(Im2)变换为电压(Vx1)。第2电流电压变换单元(16)将基准电流(Iref)变换为电压(Vx2)。第1误差放大器(12)被输入电压(Vx1、Vx2)，调节输入晶体管(M2)和输出晶体管(M1)的栅极的电压。n个开关(SW)被设置在第1误差放大器(12)的输出到达输出晶体管(M1)的栅极的路径上。控制单元(30)根据数字信号DIG控制开关(SW)的导通截止。
文档编号G05F1/46GK101083467SQ20071010519
公开日2007年12月5日 申请日期2007年5月24日 优先权日2006年5月30日
发明者千田泰辅, 小宫邦裕 申请人:罗姆股份有限公司