专利名称：微功耗交流稳压器的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种微功耗交流稳压器。
背景技术：
传统交流稳压器都采用矽钢片制成的铁芯，体积大，笨重，运行时有很大的工频噪音，同时发热厉害，效率低；传统交流稳压采用的是磁饱和原理，输出正弦波电压会产生严
重失真。
发明内容
图1是微功耗交流稳压器的原理框图当输入电压在额定范围之内时，不必进行任何功率变换，输入电压直接到达输出端，成为输出电压；当输入电压大于额定电压时，经过电压切割电路，把大于额定电压的那部份比例极小的电压切下来，变换成额定输出的正弦波电压，连同被切去头部后剩下来的额定电压部份并行输出；当输入电压小于额定电压时，经过电压补偿电路，把输入电压中小于额定电压的那部份比例极小的电压补偿起来，即由补偿电路产生一个补偿电压，此电压恰好是额定电压和输入电压之差，叠加在输入电压之上，即输出额定电压是输入电压和补偿电压之和。微功耗交流稳压器的最大特点是只要把输入功率中极小部份进行传统功率变换，就可以得到全部输出功率，即输入功率中极大部份既不必进行实际的功率变换，也不必通过磁芯变压器或电感传递功率，直接到达输出端，成为输出功率。微功耗交流稳压器由电压切割电路和电压补偿电压组成，电压切割电路和电压补偿电路并联联结。电压切割电路由场效应管Q1-Q6、磁芯变压器TXl及周围元件组成，场效应管Q5、Q6的漏极相联，变压器TXl原边的一端接场效应管Q5的源极，另一端接输入电压 Vi，输入电压Vi的另一端接地，电阻R6和电容C2并联，一端接地，另一端接场效应管Q6的源极，场效应管Ql和场效应管Q2的漏极相联，场效应管Q3的漏极接场效应管Ql的源极， 其源极通过电阻R7接地，电阻R7和电容C3并联，场效应管Q4的漏极接场效应管Q2的源极，其源极通过电阻R8接地，电阻R8和电容C4并联，场效应管Q3的源极接地，场效应管Q4 的源极接场效应管Q6的源极。电压补偿电路由场效应管Q1-Q6、磁芯变压器TXl及周围元件组成，场效应管Q5、Q6的漏极相联，变压器TXl原边的一端接场效应管Q5的源极，另一端接输入电压Vi，输入电压Vi的另一端接地，场效应管Q6的源极接地，场效应管Ql和场效应管Q2的漏极相联，场效应管Q3的漏极接场效应管Ql的源极，其源极通过电阻R6接地，电阻R6和电容C2并联，场效应管Q4的漏极接场效应管Q2的源极，其源极通过电阻R7接地， 电阻R7和电容C3并联，场效应管Q3的源极接输入电压Vi的火线，场效应管Q4的源极通过电阻R8接地，电阻R8与电容C4并联。
图1是微功耗交流稳压器原理框图2是电压切割电路；
图3是电压切割电路各点电压的仿真波形；
图4是引入控制芯片UC1825的电压切割电路
图5是引入控制芯片UC1825的电压切割电路各点电压的仿真波形；
图6是电压补偿电路；
图7是电压补偿电路各点电压的仿真波形；
图8是引入控制芯片UC1825的电压补偿电路
图9是引入控制芯片UC1825的电压补偿电路各点电压的仿真波形；
图10是电压补偿电路的实际电路；
图11是电压补偿电路的实际电路输出电压的仿真波形；
图12是电压补偿电路的实际电路控制电压的仿真波形；
图13是场效应管的几种接法；
图14是场效应管几种接法时输出电压的仿真波形。
图2是电压切割电路，场效应管Q5、Q6和磁芯变压器TXl组成了主电路，IOOKHz的
方波驱动信号VI、V5加在Q5、Q6的栅极，V2是输入正弦波电压Vi，Vi为幅值360V的正弦波电压，负载R6接在Q6的源极。输入电压的正半周，当驱动方波电压V5为高电平时，Q6饱和导通，输入电压Vi通过Q5的体内二极管和Q6的漏源极，加在负载电阻R5和变压器TXl的原边；在输入电压的负半周，当驱动方波电压Vl为高电平时，Q5饱和导通，输入电压Vi通过Q6的体内二极管和Q5的漏源极，加在负载电阻R5和变压器TXl的原边。适当选择变压器原边的电感量和驱动信号VI、V5的脉宽，可便负载电阻R5上的电压为输出额定值。变压器TXl的附边接有由Q1-Q4组成的动态整流电路[1]，可将TXl附边产生的包络为正弦波的双边带方波电压Vs整流为正弦波电压，适当选择TXl的变比和驱动信号VI、 V5的脉宽，可使得动态整流电路输出的正弦波电压(由Q3、Q4的源极取出)为额定输出电压，此电压与输入电压同频、同相、同步，与电阻R5产生的额定电压同频、同相，同幅，共同形成输出电压Vo。由于整机不采用铁芯，并不利用磁饱和现象稳定交流电压，因而不会产生正弦波波形失真，有关动态整流的论述请参考文献[2]。图3是切割电路各点电压的仿真波形，最外层是幅值360V的输入电压Vi，下面是电阻R5上被切去头部后的输入电压和TXl附边产生的动态整流电压共同形成的输出电压 Vo，最里层是变压器原边产生的包络为正弦波的双边带方波电压Vp，附边电压Vs由TXl的变比决定，是Vp的η倍。图4是引入UC 1825的电压切割电路，在控制芯片UC1825的软启动脚SS接有2u 电容，人为地使SS脚电压缓慢上升，则脚0UT_A、0UT_B输出的方波信号的占空比也缓慢上升，从图5的仿真波形看到，输出电压的幅值由50V变化到210V，说明调节Q5、Q6栅极驱动信号的脉宽，就可调节输出切割电压Vo的幅值，其实质是，只要控制UC1825芯片软启动脚 SS的控制电压，就可以控制输出电压Vo的幅值。图6电压补偿电路，场效应管Q5、Q6和磁芯变压器TXl组成了主电路，IOOKHz的方波驱动信号V2、V5加在Q5、Q6的栅极，V3是输入正弦波电压Vi，Vi为幅值^OV的正弦波电压，Q6的源极接地。
输入电压的正半周，当驱动方波电压V5为高电平时，Q6饱和导通，输入电压Vi通过Q5的体内二极管和Q6的漏源极，加在变压器TXl的原边；输入电压的负半周，当驱动方波电压V2为高电平时，Q5饱和导通，输入电压Vi通过Q6的体内二极管和Q5的漏源极，加在变压器TXl的原边。变压器TXl的附边接有由Q1-Q4组成的动态整流电路[1]，可将TXl附边产生的包络为正弦波的双边带方波电压整流为正弦波电压，适当选择TXl的变比和驱动信号V2、V5 的脉宽，可使得动态整流电路输出的正弦波电压为额定输出电压和输入电压之差Vc (补偿电压Vc从Q3、Q4的源极取出)，此电压与输入电压同频、同相，与输入电压Vi叠加后，形成额定输出电压Vo。补偿电压Vc —端(Q3的源极)接输入电压Vi的火线，另一端(Q4的源极)是输出电压Vo的输出端。图7是电压补偿电路各点电压的仿真波形，中间是幅值^OV的输入电压Vi，最外层是经过补偿后的额定输出电压Vo，最下面是TXl附边通过动态整流产生的补偿电压Vc， 此电压与输入电压Vi叠加后，形成输出电压Vo。图8是引入UC 1825的电压补偿电路，在控制芯片UC1825的软启动脚SS接有2u 电容，人为地使SS脚电压缓慢上升，则脚0UT_A、0UT_B输出的方波信号的占空比也缓慢上升，从图9的仿真波形看到，输出电压的幅值由^OV变化到380V，说明调节Q5、Q6栅极驱动信号的脉宽，可调节输出切割电压Vo的幅值，其实质是，只要控制UC1825芯片软启动脚 SS的控制电压，就可以控制输出电压Vo的幅值。
具体实施例方式图10是微功耗交流稳压器的实际电路，比较器U4、U13对整流后的馒头波电压直接进行比较，Vb代表输出电压Vo、VI、V2代表基准电压V3。当Vb小于Vl时，说明输出电压Vo小于基准电压V3，U4的输出Vsl为高电平，于是Vsl启动U9 (加一 /减一计数器)进行加一计数，不断增加的数字值进入D/A数模转换器U10，使得数模转换器的输出电压Vda不断上升，则加在PWM控制芯片U8 (UC1825)软启动脚SS的电压Vss也不断上升，使得U8输出方波(0UT_A、0UT_B)的占空比不断增加，其结果是输出电压Vo的幅值也不断增加，此过程一直持续进行，直到输出电压Vo的幅值增加到大于基准电压V3时，Vb不再小于VI，于是U4的输出Vsl为低电平，U9停止加一计数，UlO的输出电压Vda保持不变，U8软启动脚电压Vss保持不变，脚0UT_A、0UT_B输出方波的占空比保持不变，则输出电压Vo也保持不变。当Vb大于V2时，说明输出电压Vo大于基准电压V3，U13的输出Vd2为高电平，于是Vd2启动U9 (加一 /减一计数器)进行减一计数，不断减小的数字值进入D/A数模转换器U10，使得数模转换器的输出电压Vda不断下降，则加在PWM控制芯片U8(UC1825)软启动脚SS的电压Vss也不断下降，使得U8输出方波(0UT_A、0UT_B)的占空比不断减小，其结果是输出电压Vo的幅值也不断减小，此过程一直持续进行，直到输出电压Vo的幅值大干基准电压V3时，Vb不再大于V2，于是U13的输出Vd2为低电平，U9停止减一计数，UlO的输出电压Vda保持不变，U8软启动脚电压Vss保持不变，脚0UT_A、0UT_B输出方波的占空比保持不变，则输出电压Vo也保持不变。只要输出电压Vo小于基准电压V3，就要进行加一计数，加一计数的结果，使得Vo不断增加，当输出电压Vo增加到大于或等于V3时，加一计数停止，输出电压Vo保持不变； 只要输出电压Vo大于基准电压V3，就要进行减一计数，减一计数的结果，使得Vo不断减小， 当输出电压Vo减小到小于或等于V3时，减一计数停止，输出电压Vo保持不变。上述控制过程的结果是输出电压Vb (代表输出电压Vo)在基准电压VI、V2 (代表基准电压V3)之间变化，即输出电压Vo保持在以基准电压V3为中心的一个范围内变化，V1、V2的幅值代表了这个变化范围，由于电压VI、V2的幅值是可以人为设置的，所以输出电压Vo的变化范围 (精度或调整率)也是可以人为设置的。以当今电力电子技术而论，交流电压是无法进行调整或稳定的(除非采用铁芯和磁饱和原理)，而上述交流电压的稳定过程(或调整过程)，仅仅调节UC1825芯片软启动脚 SS的控制电压，就成功稳定了交流电压。图11、12是微功耗交流稳压器实际电路各点电压的仿真波形，上部份是数字信号，下部份是模拟信号。图11是输入电压Vi和输出电压Vo，在第一个周期，输出电压和输入电压重合，尽管控制信号Vsl为高电平，但SS脚电压还在慢慢升高，脚0UT_A、0UT_B输出方波的占空比较小，从右图可以看到，电压Vb小于电压VI，Vss直线上升，输出电压Vo也不断上升；到第二个周期，Vss上升到一定程度，脚0UT_A、0UT_B输出方波的占空比增加到一定程度，输出电压Vo上升到大于参考电压V3，即Vb大于VI，加一计数停止，Vss不再上升，输出电压Vo 也不再上升。在输出电压Vo稳定的期间，代表输出电压Vo的控制电压Vb始终在代表参考电压V3的Vl和V2之间。图12是控制信号VI、V2、Vb的对应关系仿真波形，Vb在VI、V2之间，U9 (加一 / 减一计数器)停止计数，电压保持恒定。以上是微功耗交流稳压器中电压补偿实际电路控制策略，电压切割的实际电路的控制，其控制策略与此相同，不再重复。当输入电压Vi在额定值之内时，电压切割电路中的场效应管Q5、Q6的栅极接市同步信号，于是场效应管Q5、Q6成为静态开关，输入电压Vi通过场效应管Q5、Q6的漏源极到达输出端，直接输出，其效率为100%。图13是实际电路中功率MOS管的几种接法。第一种接法需要对称互补功率MOS 管，还必须两个功率二极管；第二种接法省去了两个功率二极管，但还是必须对称互补功率 MOS管；第三种接法省去两个功率二极管(D4、D2是小信号控制二极管)，同时不必对称互补的功率MOS管，只需要N型功率MOS管即可。这三种接法完全等效，图14是三种接法输出电压的仿真波形，三种接法的输出电压完全相等，当输入电压相同时，其输出电压同步、同频、同相、同幅值。在实际应用中，大功率、大电流对称互补功率MOS管对并不存在，P型功率MOS管只有低电压、小功率的。微功耗分析整机效率可估算如下设输入电压变化范围是正负20%，由于电源的运行是一个长时间过程，输入电压在运行过程中取什么值，服从正态分布，因此，输入电压在220V附近的取值比在(1-20%)和(1+20%)附近的取值多得多，在计算效率时，可以取平均值计算，即正负10%。1)当输入电压大于额定电压时，电压切割电路启动，设输入电压比额定电压高 10%，则这高出的10%由切割电路切下来，这切下来的部份要进行功率变换，变换成额定值交流电压输出。由于微功耗交流稳压器得到交流电压的方法与传统逆变方法完全不同，不必经过AC/DC变换，也不必经过DC/AC变换，只须经过一次动态整流即可获得交流电压，其效率远大于传统方法，设传统方法的效率为90%，则动态整流方法的效率为95% (这是一种比较保守的估计)，则这切下来这部份电压在进行功率变换过程中的功率损耗Pq为Pq =10% *(1-95% ) = 0. 1*0. 05 = 0. 005 = 0. 5%，由此可知，切下来这部份电压的功率损耗为0.5%。输入电压切去头部后的剩余部份，幅值等于额定电压，直接到达输出端，成为输出功率，这一部份电压本身并没有经过任何功率变换，其变换效率可视为100%，其员耗为零，所以上述切下来进行功率变换部份的损耗，也是整个电压切割电路的总损耗，即0，5%， 所以整机效率为99.5%。2)当输入电压小于额定值时，电压补偿电路启动，发输入电压比额定电压低 10 %，则这低于10 %的电压由补偿电路进行补偿。产生补偿电压的过程完全相同，其效率也是99.5%，此处不再重复。输入电压经过补偿后，幅值等于额定电压，直接到达输出端，输入电压本身并没有经过任何功率变换，其变换效率可视为100%，所以整个补偿电路的总效率也是99. 5%o3)当输入电压在额定范围之内时，在电压切割电路中的场效应管Q5、Q6(请参考图2)的栅极加与市电同步的方波控制信号，则Q5、Q6成为一个静态开关，输入交流电压直接到达输出端，整机效率可视为100%。4)相对于三种不同的运行模式，有三种不同的效率，99. 5%、99. 5%、100%，由于微功耗交流稳压器在一个时刻，只有一种运行模式，上述三种模式中的效率都是整机效率， 这就意味着，运行在不同模式下，整机效率不一样。如果取平均值，则整机效率为99. 75%。微功耗交流稳压器的主电路不采用PWM变换，同时利用稳定直流电压的方法来稳定交流电压，是微功耗交流稳压器的一大特色。尽管输入电压Vi的波动范围是正负20%， 但输入电压在额定范围内的时间最长，即整机效率为100%的时间最长，所以在实际运行中，整机效率比上述估算的99. 5%要高得多，实际运行可接近100%，微功耗交流稳压器实至名归。
权利要求
1.一种微功耗交流稳压器，不采用工频变压器或工频电感，其特征是微功耗交流稳压器由电压切割电路和电压补偿电压组成，电压切割电路和电压补偿电路并联联结。
2.如权利要求1所述的微功耗交流稳压器，其特征是电压切割电路由场效应管 Q1-Q6、磁芯变压器TXl及周围元件组成，场效应管Q5、Q6的漏极相联，变压器TXl原边的一端接场效应管Q5的源极，另一端接输入电压Vi，输入电压Vi的另一端接地，电阻R6和电容 C2并联，一端接地，另一端接场效应管Q6的源极，场效应管Ql和场效应管Q2的漏极相联， 场效应管Q3的漏极接场效应管Ql的源极，其源极通过电阻R7接地，电阻R7和电容C3并联，场效应管Q4的漏极接场效应管Q2的源极，其源极通过电阻R8接地，电阻R8和电容C4 并联，场效应管Q3的源极接地，场效应管Q4的源极接场效应管Q6的源极。
3.如权利要求1所述的微功耗交流稳压器，其特征是电压补偿电路由场效应管 Q1-Q6、磁芯变压器TXl及周围元件组成，场效应管Q5、Q6的漏极相联，变压器TXl原边的一端接场效应管Q5的源极，另一端接输入电压Vi，输入电压Vi的另一端接地，场效应管Q6的源极接地，场效应管Ql和场效应管Q2的漏极相联，场效应管Q3的漏极接场效应管Ql的源极，其源极通过电阻R6接地，电阻R6和电容C2并联，场效应管Q4的漏极接场效应管Q2的源极，其源极通过电阻R7接地，电阻R7和电容C3并联，场效应管Q3的源极接输入电压Vi 的火线，场效应管Q4的源极通过电阻R8接地，电阻R8与电容C4并联。
全文摘要
微功耗交流稳压器采用极简单的电子电路和稳定直流电压的方法，实现了对交流电压的稳定或调整，可稳定交流大功率或电力电源；该交流稳压器最大特点是，不采用工频变压器或工频电感，主电路不采用PWM脉宽调制，不产生EMI干扰，因此功耗极小而寿命极长，输出正弦波不失真，效率高达99.5％，安全可靠，节能环保，电路简单，成本低，制作安装容易。
文档编号G05F3/04GK102289241SQ201110166578
公开日2011年12月21日 申请日期2011年6月17日 优先权日2011年6月17日
发明者郁百超 申请人:郁百超