一种运用超级跨导结构的低压差线性稳压器的制作方法

本发明属于电源管理技术领域，具体涉及一种低压差线性稳压器(Low Dropout Regulator，LDO)的设计。

背景技术：

低压差线性稳压器(LDO)具有的低功耗、低噪声、占用芯片面积小等特点，已经广泛应用于可移动电子设备。

典型的LDO架构如图1所示，具体包括：误差放大器EA(Error Amplifier)，调整管M_P，R_F1和R_F2构成的电阻分压反馈网络，负载I_load，输出电容C_load，R_ESR代表输出电容上的等效串联电阻。基本工作原理是：电阻反馈网络通过电阻分压产生反馈电压，误差放大器将基准电压与反馈电压的误差进行放大，用于控制调整管的栅极电压，调整管用于调整输出电压，整个网络形成一个负反馈结构，使输出电压稳定。由于误差放大器的箝位作用，基准电压V_REF和R_F1、R_F2之间的接触点电压V_FB相等，因此满足V_OUT＝V_REF·(1+R_F1/R_F2)。

低压差线性稳压器LDO的瞬态响应(transient response)是反应负载电流I_load发生瞬态变化的时候，LDO环路调整速度的指标。LDO瞬态响应同时受环路带宽限制和EA输出的摆率(SR:Slew-Rate)限制，而EA输出的摆率SR在LDO中一般由EA的大信号输出电流即SR电流I_SR和EA输出端所接功率管的寄生栅极电容C_PAR决定，满足公式SR＝I_SR/C_PAR。当负载电流I_load突然增大，调整管的电流此时保持不变，故V_OUT电压突然下跌，电阻反馈网络将该变化量反馈给EA，因为基准电压是恒定不变的，所以EA输出电压下降，使调整管M_P的|V_GS|减小，调整管M_P通过的电流减小，直到与负载电流相等，V_OUT恢复稳定。整个环路调整中，EA的响应速度受到其单位增益带宽的限制，调整管M_P栅极存在很大的寄生电容C_PAR，故其栅极电压的变动需要较大的EA输出电流I_SR对其进行充放电，即摆率限制。M_P的尺寸选取需要保证能够通过最大的负载电流，所以一般尺寸很大，导致了其栅极寄生电容很大。这样在引入超低频极点、限制了EA的带宽的同时，也限制了EA输出端的摆率。另外传统结构的EA为了做到高增益和低功耗，会选取较小的偏置电流，这会导致EA的输出阻抗很大，将极点推向低频，限制了EA的带宽。另外输出端SR电流不足，也限制输出端的摆率。因此，一般结构上的LDO瞬态响应受限于最大负载电流，环路增益(loop gain)和静态功耗。

技术实现要素：

针对上述不足，本发明提出了一种运用超级跨导结构的低压差线性稳压器，通过运用超级跨导结构的误差放大器EA来拓展误差放大器EA的带宽，另外通过动态偏置技术和动态基准控制技术(DRC:Dynamic-reference-control)来增大负载瞬态变化时误差放大器EA输出端的SR电流，达到增大误差放大器的摆率、增强瞬态响应的目的。

本发明的技术方案如下：

一种运用超级跨导结构的低压差线性稳压器，包括：

电阻反馈网络，由第一反馈电阻R_F1与第二反馈电阻R_F2串联而成，其串联点的电压即为反馈电压V_FB，第一反馈电阻R_F1的另一端接输出端，第二反馈电阻R_F2的另一端接地；

误差放大器EA，采用超级跨导结构的跨导放大器，误差放大器的输入对管由第一NMOS管M₁和第二NMOS管M₂构成，第一NMOS管M₁和第二NMOS管M₂的栅极作为误差放大器的输入端口，第一NMOS管M₁的栅极接电阻反馈网络产生的反馈电压V_FB；

调整管M_P，为功率管，其漏极接输出端，源极接电源，栅极接误差放大器EA的输出端；

动态基准控制模块，采样误差放大器EA内部的电流变化，输出动态基准电压V_REF1连接到误差放大器EA中第二NMOS管M₂的栅极；

补偿电容C_F，并联在第一反馈电阻R_F1两端；负载电流源I_load接在调整管M_P的漏极和地之间；输出电容C_load以及其等效电阻R_ESR串联，输出电容C_load的一端接地，另一端通过其等效电阻R_ESR后接调整管M_P的漏极。

具体的，所述误差放大器EA还包括：

第一PMOS管M₃和第二PMOS管M₄、第六PMOS管M₁₀和第七PMOS管M₁₁构成第一级电流镜，放大系数为K₁，第一PMOS管M₃的漏极接第一NMOS管M₁的漏极，第一PMOS管M₃和第二PMOS管M₄的栅极互连，第一PMOS管M₃和第二PMOS管M₄的源极都接电源；第六PMOS管M₁₀的漏极接第二NMOS管M₂的漏极，第六PMOS管M₁₀和第七PMOS管M₁₁的栅极互连，第六PMOS管M₁₀和第七PMOS管M₁₁的源极都接电源；

第四PMOS管M₆和第五PMOS管M₇、第九PMOS管M₁₃和第十PMOS管M₁₄构成第二级电流镜，放大系数为K₂，第二PMOS管M₄的漏极接第四PMOS管M₆的漏极，第四PMOS管M₆的栅极和漏极互连并连接第五PMOS管M₇的栅极，第五PMOS管M₇的源极接电源；第七PMOS管M₁₁的漏极接第九PMOS管M₁₃的漏极，第九PMOS管M₁₃的栅极和漏极互连并连接第十PMOS管M₁₄的栅极，第十PMOS管M₁₄的源极接电源；

第三NMOS管M₈和第四NMOS管M₉构成电流镜，第五PMOS管M₇的漏极接第三NMOS管M₈的漏极，第三NMOS管M₈的漏极和栅极互连后接第四NMOS管M₉的栅极，第四NMOS管M₉的漏极接第十PMOS管M₁₄的漏极作为误差放大器EA的输出端，第三NMOS管M₈和第四NMOS管M₉的源极接地；

第一PMOS管M₃、第二PMOS管M₄、第三PMOS管M₅和第一电阻R₁构成第一新型高带宽的电流放大器，第六PMOS管M₁₀、第七PMOS管M₁₁，第八PMOS管M₁₂和第二电阻R₂同样构成第一新型高带宽的电流放大器，第三PMOS管M₅和第八PMOS管M₁₂的栅极分别接在M₃和第六PMOS管M₁₀的漏极，第三PMOS管M₅和第八PMOS管M₁₂的源极分别接在第一PMOS管M₃和第六PMOS管M₁₀栅极，第三PMOS管M₅和第八PMOS管M₁₂的漏极接地，第一电阻R₁接在第三PMOS管M₅的源极和电源之间，第二电阻R₂接在第八PMOS管M₁₂的源极和电源之间；

第三电阻R₃、第四PMOS管M₆和第五PMOS管M₇构成第二新型高带宽电流放大器，第四电阻R₄、第九PMOS管M₁₃和第十PMOS管M₁₄同样构成第二新型高带宽电流放大器，第三电阻R₃接在第四PMOS管M₆的源极和电源之间，第四电阻R₄接在第九PMOS管M₁₃的源极和电源之间；

第一NMOS管M₁和第二NMOS管M₂、第五NMOS管M₁₅，第十一PMOS管M₁₆，第六NMOS管M₁₇，第七NMOS管M₁₈，第十二PMOS管M₁₉，第八NMOS管M₂₀，第九NMOS管M₂₁和第十NMOS管M₂₂构成动态偏置结构，第六NMOS管M₁₇的栅极接反馈电压V_FB，第八NMOS管M₂₀的栅极接动态基准电压V_REF1，第六NMOS管M₁₇和第二NMOS管M₂的源极接和第七NMOS管M₁₈的漏极，第八NMOS管M₂₀和第一NMOS管M₁的源极接第九NMOS管M₂₁的漏极，第七NMOS管M₁₈和第九NMOS管M₂₁形成电流镜，第七NMOS管M₁₈和第九NMOS管M₂₁的源极接地，第七NMOS管M₁₈的栅极接第十一PMOS管M₁₆和第六NMOS管M₁₇的漏极以及第五NMOS管M₁₅的栅极，第九NMOS管M₂₁的栅极接第十二PMOS管M₁₉和第八NMOS管M₂₀的漏极以及第十NMOS管M₂₂的栅极，第五NMOS管M₁₅和第十NMOS管M₂₂的漏极分别接第二PMOS管M₄和第七PMOS管M₁₁的漏极，第五NMOS管M₁₅和第十NMOS管M₂₂源极接地，第十一PMOS管M₁₆和第十二PMOS管M₁₉的源极接电源，第十一PMOS管M₁₆和第十二PMOS管M₁₉的栅极接偏置电压。

具体的所述动态基准控制模块包括第十三PMOS管M₂₃，第十四PMOS管M₂₄，第十一NMOS管M₂₅，第十二NMOS管M₂₆和第五电阻R₅，第十一NMOS管M₂₅和第十二NMOS管M₂₆形成电流镜，第十一NMOS管M₂₅和第十二NMOS管M₂₆的漏极分别接第十三PMOS管M₂₃和第十四PMOS管M₂₄的漏极，第十一NMOS管M₂₅的漏极和栅极互连并连接M₂₆的栅极，第十一NMOS管M₂₅和第十二NMOS管M₂₆的源极接地；第十三PMOS管M₂₃和第十四PMOS管M₂₄以及误差放大器中的第一PMOS管M₃和M₁₀形成两组电流镜，第十三PMOS管M₂₃和第十四PMOS管M₂₄的栅极分别接在第一PMOS管M₃和M₁₀的栅极，第十三PMOS管M₂₃和第十四PMOS管M₂₄的源极都接电源；第十四PMOS管M₂₄漏极作为动态基准控制模块的输出端输出动态基准电压V_REF1并连接到第二NMOS管M₂和第八NMOS管M₂₀的栅极，又通过第五电阻R₅后连接基准电压V_REF。

所述超级跨导结构是指将电压信号转化为电流信号，再经过极大比例放大的电路结构；所述误差放大器EA的差分输入对采样反馈电压V_FB与动态基准电压V_REF1的差值并将其转化为小信号电流，通过第一级电流镜放大K₁倍，再通过第二级电流镜放大K₂倍后用于调控调整管M_P的栅极。

本发明的有益效果为：误差放大器EA采用超级跨导结构，通过增大跨导，来增大环路增益，同时不引入低频零极点，达到拓展误差放大器EA带宽的作用；提出了两种新型的高带宽电流放大器，在保证同样电流增益的同时，只引入更加高频的极点，这样可避免运用超级跨导结构的时候引入额外的低频极点，因此解决了稳定性问题；另外通过动态偏置技术和动态基准控制技术(DRC:Dynamic-reference-control)来增大负载瞬态变化时误差放大器EA输出端的SR电流，达到增大误差放大器的摆率、增强瞬态响应的目的。

附图说明

图1为典型的低压差线性稳压器LDO结构图。

图2为本发明提出的一种运用超级跨导结构的低压差线性稳压器的完整电路图。

图3为本发明提出的一种运用超级跨导结构的低压差线性稳压器与一般低压差线性稳压器的环路增益幅频特性曲线对比图。

图4(a)为本发明提出的一种运用超级跨导结构的低压差线性稳压器中的第一新型高带宽电流放大器电路示意图，图4(b)为本发明提出的一种运用超级跨导结构的低压差线性稳压器中的第二新型高带宽电流放大器电路示意图。

图5为本发明提出的一种运用超级跨导结构的低压差线性稳压器的环路增益的仿真图。

图6为本发明提出的一种运用超级跨导结构的低压差线性稳压器的瞬态响应仿真图。

具体实施方式

下面结合图示对本发明的具体实施方式与原理做进一步阐述。

本发明的误差放大器EA的主体架构采用的是超级跨导结构的跨导放大器，将电压信号转化为电流信号，再经过极大比例的放大的电路结构被称为超级跨导结构，因为只保留误差放大器EA输出端的低频主极点而不引入新的低频极点，所以在提高增益的同时，也拓展了带宽。

图2所示为本发明提供的一种运用超级跨导结构的低压差线性稳压器的完整电路图，包括：电阻反馈网络，用于产生反馈电压V_FB，由第一反馈电阻R_F1与第二反馈电阻R_F2串联而成，其串联点的电压即为反馈电压V_FB，第一反馈电阻R_F1的另一端接输出端，第二反馈电阻R_F2的另一端接地；调整管M_P，为功率管，其漏极接输出端，源极接电源，用于调整输出电压V_OUT；误差放大器EA，采用超级跨导结构的跨导放大器，用于采样动态基准电压V_REF1与反馈电压V_FB的误差并进行放大后输出到调整管M_P调节其栅极电压；误差放大器的输入对管由第一NMOS管M₁和第二NMOS管M₂构成，第一NMOS管M₁和第二NMOS管M₂的栅极作为误差放大器的输入端口，第一NMOS管M₁的栅极接反馈电压V_FB，第二NMOS管M₂的栅极接动态基准电压V_REF1；动态基准控制模块用于增大负载瞬态变化时误差放大器EA输出端的SR电流；补偿电容C_F，并联在第一反馈电阻R_F1两端用于改善相位裕度；负载电流源I_load接在调整管M_P的漏极和地之间；输出电容C_load以及其等效电阻R_ESR串联，输出电容C_load的一端接地，另一端通过其等效电阻后接调整管的漏极。

误差放大器EA还包括：第一PMOS管M₃和第二PMOS管M₄、第六PMOS管M₁₀和第七PMOS管M₁₁构成第一级电流镜，用于将小信号电流放大，放大系数为K₁，第一PMOS管M₃的漏极接第一NMOS管M₁的漏极，第一PMOS管M₃和第二PMOS管M₄的栅极互连，第一PMOS管M₃和第二PMOS管M₄的源极都接电源；第六PMOS管M₁₀的漏极接第二NMOS管M₂的漏极，第六PMOS管M₁₀和第七PMOS管M₁₁的栅极互连，第六PMOS管M₁₀和第七PMOS管M₁₁的源极都接电源；第四PMOS管M₆和第五PMOS管M₇、第九PMOS管M₁₃和第十PMOS管M₁₄构成第二级电流镜，用于将小信号再次放大，放大系数为K₂，第二PMOS管M₄的漏极接第四PMOS管M₆的漏极，第四PMOS管M₆的栅极和漏极互连并连接第五PMOS管M₇的栅极，第五PMOS管M₇的源极接电源；第七PMOS管M₁₁的漏极接第九PMOS管M₁₃的漏极，第九PMOS管M₁₃的栅极和漏极互连并连接第十PMOS管M₁₄的栅极，第十PMOS管M₁₄的源极接电源；第三NMOS管M₈和第四NMOS管M₉构成电流镜，第五PMOS管M₇的漏极接第三NMOS管M₈的漏极，第三NMOS管M₈的漏极和栅极互连后接第四NMOS管M₉的栅极，第四NMOS管M₉的漏极接第十PMOS管M₁₄的漏极，第三NMOS管M₈和第四NMOS管M₉的源极接地；第四NMOS管M₉和第十PMOS管M₁₄的漏极作为误差放大器EA的输出端连接调整管M_P的栅极，第四NMOS管M₉和第十PMOS管M₁₄的漏极输出的经放大后的小信号电流求和后共同调节调整管M_P的栅极。

其中第一NMOS管M₁、第二NMOS管M₂为误差放大器EA的差分输入对，采样动态基准电压V_REF1与反馈电压V_FB的差值，并将反馈电压V_FB转换为小信号电流，反馈信号V_FB通过输入对被转换为小信号电流，一路经过第一NMOS管M₁，第一PMOS管M₃，第二PMOS管M₄，第四PMOS管M₆，第五PMOS管M₇，第三NMOS管M₈，第四NMOS管M₉到误差放大器EA的输出，另一路经过第二NMOS管M₂，第六PMOS管M₁₀，第七PMOS管M₁₁，第九PMOS管M₁₃，第十PMOS管M₁₄到误差放大器EA输出，两路信号流在此处求和，共同调节M_P的栅极电压，信号流在第一PMOS管M₃和第二PMOS管M₄、第六PMOS管M₁₀和第七PMOS管M₁₁构成的第一级电流镜的作用下被放大K₁倍，在第四PMOS管M₆和第五PMOS管M₇、第九PMOS管M₁₃和第十PMOS管M₁₄构成的第二级电流镜的作用下被放大约K₂倍。小信号通过这种逐级放大最后得到一个极大的等效跨导。第五NMOS管M₁₅和第十NMOS管M₂₂是充当偏置电流源的作用，防止偏置电流也被逐级放大，避免增加静态功耗。C_F是常见的前馈电容，用于改善相位裕度(phase margin)另外C_load和I_load分别代表输出电容和负载电流，直接接到输出端V_OUT，和典型的LDO结构一致。

如图3所示为本发明提出的一种运用超级跨导结构的低压差线性稳压器与一般低压差线性稳压器的环路增益幅频特性曲线对比图，通过增大跨导，来增大环路增益，同时不引入低频零极点，可以达到拓展带宽的作用。图3的实线部分代表没有采用超跨导结构的LDO环路增益，P₀代表LDO的输出主极点，P_G代表误差放大器EA的输出(M_P的栅极)极点，Z_ESR代表ESR补偿的左半平面零点。虚线代表采用了超级跨导结构的LDO环路增益，可见跨导增加带来的环路增益增大，可以显著的拓展带宽且能够保证稳定性。

本发明运用了超级跨导结构来拓展带宽，如果增大各级电流镜镜像比，可以极大地拓展带宽，但是同时使电流镜栅极电容增大，原本的高频极点向低频移动，如果这些极点靠近单位增益带宽的位置，容易造成稳定性问题。因此，带宽的拓展受限于电流镜引入的各级极点。本发明提出了两种新型的高带宽电流放大器，新型的高带宽电流放大器在保证同样电流增益的同时，只引入更加高频的极点。这样可避免运用超级跨导结构的时候引入额外的低频极点，因此解决了稳定性问题。

如图2所示，误差放大器EA中第一PMOS管M₃、第二PMOS管M₄、第三PMOS管M₅和第一电阻R₁构成第一新型高带宽的电流放大器，第六PMOS管M₁₀、第七PMOS管M₁₁，第八PMOS管M₁₂和第二电阻R₂同样构成第一新型高带宽的电流放大器，第三PMOS管M₅和第八PMOS管M₁₂的栅极分别接在M₃和第六PMOS管M₁₀的漏极，第三PMOS管M₅和第八PMOS管M₁₂的源极分别接在第一PMOS管M₃和第六PMOS管M₁₀栅极，第三PMOS管M₅和第八PMOS管M₁₂的漏极接地，第一电阻R₁接在第三PMOS管M₅的源极和电源之间，第二电阻R₂接在第八PMOS管M₁₂的源极和电源之间；第三电阻R₃、第四PMOS管M₆和第五PMOS管M₇构成第二新型高带宽电流放大器，第四电阻R₄、第九PMOS管M₁₃和第十PMOS管M₁₄同样构成第二新型高带宽电流放大器，第三电阻R₃接在第四PMOS管M₆的源极和电源之间，第四电阻R₄接在第九PMOS管M₁₃的源极和电源之间。

两种新型高带宽电流放大器的具体电路如图4所示。

图4(a)为本发明提出的一种运用超级跨导结构的低压差线性稳压器中的第一新型高带宽电流放大器电路示意图，在一般电流镜结构上增加了第一电阻R₁和第三PMOS管M₅。小信号电流的增益表达式为：

其中K_i在表示为第i级电流镜的宽长比之比，这里就是第二PMOS管M₄与第一PMOS管M₃的宽长比之比。因此A点的节点阻抗从原来的1/g_m3降低为1/g_m3r_o3g_m5，A点的极点往高频移动了g_m5r_o3倍。

图4(b)为本发明提出的一种运用超级跨导结构的低压差线性稳压器中的第二新型高带宽电流放大器电路示意图，在一般电流镜输入管的源极串联了第三电阻R₃，小信号电流增益表达式是：

在同样的增益要求下，由于插入了第三电阻R₃，可以取相对较小的g_m7/g_m6，即等效减小了第五PMOS管M₇的面积，减小了节点B的寄生电容，有利于将该极点推到更高频。

本发明为了加强LDO的瞬态响应，采用了动态偏置电路。

图2中误差放大器EA的第一NMOS管M₁和第二NMOS管M₂、第五NMOS管M₁₅，第十一PMOS管M₁₆，第六NMOS管M₁₇，第七NMOS管M₁₈，第十二PMOS管M₁₉，第八NMOS管M₂₀，第九NMOS管M₂₁和第十NMOS管M₂₂构成动态偏置结构，第六NMOS管M₁₇的栅极接反馈电压V_FB，第八NMOS管M₂₀的栅极接动态基准电压V_REF1，第六NMOS管M₁₇和第二NMOS管M₂的源极接和第七NMOS管M₁₈的漏极，第八NMOS管M₂₀和第一NMOS管M₁的源极接第九NMOS管M₂₁的漏极，第七NMOS管M₁₈和第九NMOS管M₂₁形成电流镜，第七NMOS管M₁₈和第九NMOS管M₂₁的源极接地，第七NMOS管M₁₈的栅极接第十一PMOS管M₁₆和第六NMOS管M₁₇的漏极以及第五NMOS管M₁₅的栅极，第九NMOS管M₂₁的栅极接第十二PMOS管M₁₉和第八NMOS管M₂₀的漏极以及第十NMOS管M₂₂的栅极，第五NMOS管M₁₅和第十NMOS管M₂₂的漏极分别接第二PMOS管M₄和第七PMOS管M₁₁的漏极，第五NMOS管M₁₅和第十NMOS管M₂₂源极接地，第十一PMOS管M₁₆和第十二PMOS管M₁₉的源极接电源，第十一PMOS管M₁₆和第十二PMOS管M₁₉的栅极接偏置电压。

在稳态的情况下，V_FB和V_REF1相等，由于左右对称的关系，第六NMOS管M₁₇，第八NMOS管M₂₀，第一NMOS管M₁，第二NMOS管M₂流过相同的电流I_B，且第七NMOS管M₁₈漏极和第九NMOS管M₂₁漏极可以看做一个交流地。所以稳态情况下这个结构与尾电流为2I_B的差分对结构功能一样。

在瞬态的情况下，动态偏置结构拥有增大尾电流的作用，详细分析如下：假设负载电流I_load突然增大，环路还未响应的时候，输出电压V_OUT突然减小，反馈电压V_FB也跟着减小，由于第六NMOS管M₁₇流过的电流由第十一PMOS管M₁₆流入的偏置电流决定，所以第六NMOS管M₁₇的源极电压会跟着降低，那么流过第二NMOS管M₂的电流会增大，先考虑M₁₈的电流还未发生变化，则因为流过第六NMOS管M₁₇的电流等于第七NMOS管M₁₈的电流减去第二NMOS管M₂的电流，此时第六NMOS管M₁₇的电流会有一个下降趋势，那么结点第六NMOS管M₁₇的漏极电压会上升，直到流过第七NMOS管M₁₈的电流等于第六NMOS管M₁₇的电流和第一NMOS管M₁。由于此时第七NMOS管M₁₈的栅极电压是一个自适应的过程，只要不会上升到使第十一PMOS管M₁₆进入线性区，便可以增大其允许通过的电流，而不像一般的尾电流源限制了可提供的电流。流过第七NMOS管M₁₈的电流通过电流镜镜像到M₁₅，此时第一NMOS管M₁，第一PMOS管M₃，第二PMOS管M₄管截止，则最后误差放大器EA输出的下拉电流I_M9近似为K₂*I_M15，这里增大了瞬态流过M₁₅的电流I_M15，同时也就增大了瞬态电流I_M9，增大了负向摆率(SR-＝I_M9/C_PAR)，改善瞬态响应。本发明采用的是推挽输出的误差放大器EA，所以重载跳轻载的分析过程也是同理，通过增大瞬态情况下流过第九NMOS管M₂₁和第十NMOS管M₂₂的电流，来达到增大流过M₁₄的电流I_M14，增大正向摆率(SR+＝I_M14/C_PAR)，改善瞬态响应。综上所述，稳态的时候，动态偏置结构和一般的电流源偏置一样，提供稳定的偏置电流，瞬态的时候，动态偏置结构可以增大所需的偏置电流，得到更大的SR电流，改善LDO的瞬态响应。

本发明为了加强LDO的瞬态响应，采用了动态基准控制技术。

如图2所示，动态基准控制模块包括第十三PMOS管M₂₃，第十四PMOS管M₂₄，第十一NMOS管M₂₅，第十二NMOS管M₂₆和第五电阻R₅，第十一NMOS管M₂₅和第十二NMOS管M₂₆形成电流镜，第十一NMOS管M₂₅和第十二NMOS管M₂₆的漏极分别接第十三PMOS管M₂₃和第十四PMOS管M₂₄的漏极，第十一NMOS管M₂₅的漏极和栅极互连并连接M₂₆的栅极，第十一NMOS管M₂₅和第十二NMOS管M₂₆的源极接地；第十三PMOS管M₂₃和第十四PMOS管M₂₄以及误差放大器中的第一PMOS管M₃和M₁₀形成两组电流镜，第十三PMOS管M₂₃和第十四PMOS管M₂₄的栅极分别接在第一PMOS管M₃和M₁₀的栅极，第十三PMOS管M₂₃和第十四PMOS管M₂₄的源极都接电源；第十四PMOS管M₂₄漏极作为动态基准控制模块的输出端输出动态基准电压V_REF1并连接到第二NMOS管M₂和第八NMOS管M₂₀的栅极，又通过第五电阻R₅后连接基准电压V_REF。

第十三PMOS管M₂₃，第十四PMOS管M₂₄分别镜像第一PMOS管M₃和第六PMOS管M₁₀的电流。稳态的时候，差分对管第一NMOS管M₁和第二NMOS管M₂流过的电流相等，则第一PMOS管M₃和第六PMOS管M₁₀流过的电流相等，故第十三PMOS管M₂₃和第十四PMOS管M₂₄流过的电流也相等，因为第十一NMOS管M₂₅和第十二NMOS管M₂₆的镜像关系，因此动态基准电压V_REF1是一个稳定的电压，第五电阻R₅上不会流过电流，则V_REF1＝V_REF。瞬态变化的时候，假设负载电流突然增大，则V_FB突然下降，流过第一NMOS管M₁和第一PMOS管M₃的电流减小，因此流过第十三PMOS管M₂₃，第十一NMOS管M₂₅，第十二NMOS管M₂₆的电流减小，而流过第二NMOS管M₂、第六PMOS管M₁₀和第十四PMOS管M₂₄的电流增大，故多余的电流从V_REF1流向V_REF，此时满足关系式

V_REF1＝V_REF+(I_M24-I_M26)*R₅

因此V_REF1会比V_REF大一些，此时V_FB比V_REF1小，V_REF1增大使得两个电压差更大，在误差放大器EA输出端产生更大的正向SR电流I_M14，改善了瞬态响应。同理可知负载电流突然变小，会导致V_REF1的电压减小，此时误差放大器EA输出端产生更大的负向SR电流I_M9，增加误差放大器EA输出摆率，改善LDO瞬态响应。

图5是本发明LDO在不同负载下的环路增益和相位的仿真图示，负载电流50mA和100mA的情况下单位增益带宽均达到1.5MHz，相位裕度大于45°，故环路稳定。

图6是本发明LDO的瞬态响应的仿真图示，负载阶跃幅度为100mA，跳变时间为10ns，最大的过冲电压仅6.2mV，最大的下冲电压仅7.8mV。

本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。