一种电动汽车双向充放电系统设计方法与流程

本发明涉及电动汽车双向充放电技术领域，尤其涉及一种电动汽车双向充放电设计方法。

背景技术：

充电机是实现电动汽车与电网间能量互动的主要设备，主要由整流装置、DC-DC变换器以及滤波装置构成。因涉及到整流环节，充电机充电过程中会有谐波产生，而谐波对公用电网危害较大，因此应采取相应的抑制措施。

电动汽车以电能为动力，当作为普通负载时，会增加电网的负荷，若大量电动汽车存在充电时间的重叠，对电网造成的负面影响较大，若为储能单元，可为电网的稳定、安全运行提供支撑；电动汽车与电网的能量交互通过充电机实现，由于涉及到整流环节，造成了电动汽车充电机具有非线性特性，工作时可产生谐波电流，谐波注入电网会降低电网的电能质量，对公用电网造成污染，导致电力线路线损增加，加剧电气设备发热，降低电气设备的使用寿命，引起电力系统中重要电力设备如变压器的保护误动作，造成生产或运行的中断，带来重大的经济损失。电力系统运行的基本要求是安全、稳定，电动汽车与电网密切相关，研究电动汽车充放电行为对电网影响以及谐波抑制方法，既有利于电网的安全、稳定运行，又有利于电动汽车的发展，能够缓解能源和环境问题。

目前的研究主要通过测量与仿真的手段，分析充电站工作时产生的谐波特性以及谐波对电力系统的影响，并提出了相应的抑制谐波技术。国内的研究集中在谐波分析与抑制方面，如文献“电动汽车充电机(站)谐波问题的研究”,2008，北京交通大学，硕士论文，利用Simulink仿真软件搭建充电机的仿真模型，研究仿真数据及充电站谐波特点，提出一种简化的充电站谐波工程算法，最后验证了该算法在实际工程中的可用性；文献“电动汽车充电站谐波抑制方法的对比分析”，电力系统保护与控制，第40卷第19期，2012年10月1日，根据实际充电站采用的谐波抑制措施，选择三种典型的形式，即十二脉整流、有源电力滤波器(APF)、PWM整流三种抑制方式，通过仿真比较这三种方法的优缺点，并提出相应的改进措施，为谐波抑制提供理论基础；中国专利CN103595051A公开了一种有源电力滤波器谐波电流跟踪控制方法，该发明中采用有源滤波器进行谐波抑制，这种有源滤波器容量一般有限，不能单独应用于大功率滤波场合。中国专利CN105811419A公开了一种精确抑制电网谐波的控制方法，该发明中是需要将生成的PWM驱动信号输送给谐波抑制控制器，再由谐波抑制控制器的功率变换电路经电抗器输送给电网,需要经过谐波抑制措施后才能保证电网的安全性。

充电站常用整流结构主要为六脉波整流，而对于PWM整流以及十二脉波整流应用于电动汽车充电站的实例较少，较为常用的谐波抑制方法是采用无源滤波或有源滤波，这种谐波抑制方法是谐波产生后再进行消除，且无源滤波器滤波性能易受系统参数的影响，

技术实现要素：

为克服现有技术中存在的电动汽车充放电产生谐波的问题，本发明提供了一种电动汽车双向充放电系统设计方法。

本发明提供了一种电动汽车双向充放电系统设计方法，其创新点在于：所述双向充放电设计方法包括以下具体步骤：

S1，建立由网侧电源、PWM整流器、DC-DC变换器以及蓄电池组成的电

动汽车充放电模型；其中PWM整流器采用三相PWM整流器；

S2，确定主电路参数取值范围；主电路参数包括交流侧电感参数和直流侧

电容参数；

S3，设定三相PWM整流器控制策略分析谐波特性；

S4，搭建仿真模型，仿真分析验证理论分析的正确性。

进一步的，所述步骤S1中电动汽车充放电模型采用电动汽车充放电系统拓扑结构。

进一步的，所述步骤S2中确定交流侧电感参数的具体步骤如下：S21，确定交流侧电感参数的条件，分为条件a和条件b；S22，根据条件a和条件b，设定所述交流侧电感参数取值范围。

进一步的，所述条件a为电感上的压降规定小于电源相电压的30％；所述条件b为交流侧电流的最大超调量在一个开关周期内，在只考虑基波情况下，取小于或等于交流侧额定相电流峰值的20％。

进一步的，所述交流侧电感参数取值范围为

进一步的，所述步骤S2中直流侧电容参数取值范围为

进一步的，三相PWM整流器控制策略包括：整流方向和逆变方向；三相PWM整流器控制策略的整流方向采用电流内环和电压外环的双闭环控制，实现直流侧电压可控以及系统的单位功率因数运行，并得到正弦电流；所述三相PWM整流器的逆变方向采用恒功率控制策略。

进一步的，所述仿真模型采用双闭环控制系统仿真模型，采用前馈解耦控制策略进行控制。

进一步的，所述系统仿真建模分析分为整流方向仿真分析和逆变方向仿真分析。

进一步的，所述逆变方向仿真分析采用逆变器输出A相相电压谐波分析，设定逆变目标为是得到频率为50Hz、幅值为220V的三相电压。

进一步的，所述整流方向仿真分析包括直流侧电压分析、变压器阀侧的电流和电压相位分析、电流谐波特性分析与对比；

所述直流侧电压分析：对单台充电机充电时直流侧电压进行观察，控制目标是使直流侧电压稳定在550V；

所述变压器阀侧的电流：0.04s以后能够实现电流、电压同相位，且电流波形基本接近正弦；

所述电流谐波特性分析与对比：选取变压器高压侧A相电流进行分析；采用六脉波与十二脉波整流器构成的充电机和PWM整流器构成的充电机进行对比。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：

(1)通过本发明中电动汽车双向充电系统设计放下设置的充放电系统可以实现整流也可以实现逆变，而且可以不加谐波抑制措施，就可以使相应的电流、电压满足入网要求。

(2)本发明中采用三相PWM整流器控制策略，在整流和逆变方向进行控制系统后，在电流谐波特性分析方面的整流方向，具备通过本发明设计方法的充电机相比于六脉波以及十二脉波整流器构成的充放电机产生的电流总谐波畸变率大大降低，各次谐波含有率也大大降低，谐波畸变率与各次谐波有效值都可以满足国标规定的入网标准，在同等条件下，电网容许通过本发明设计方法设置的充电系统接入的能力大大提高。

(3)当充电机数目增加，如4台以上，六脉波充电机不能够满足国家标准规定的谐波限值，而十二脉波充电机虽然能够满足标准，但需用专用变压器，本发明构成的充电机产生的谐波电流能够完全满足标准，说明通过本发明设计方法设置的充电机具有较好地谐波抑制效果，即使不加谐波抑制措施也可以符合要求。

(4)在逆变方向上，由FFT分析结果就可看出，虽然总谐波畸变率较大，但各次谐波畸变率都较小，都小于3％，而规定380V电压等级下总谐波畸变率要小于5％，偶次谐波含有率小于2％，奇次小于4％，如表1所示，可知各次谐波畸变率可以满足入网要求。

(5)滤波后电压即模型中电阻上的电压，由图7中的三相电压波形与表2中的总谐波畸变率，可知滤波效果较好，可得到相电压为220V的三相正弦波交流电，且频率为50Hz，而且总谐波畸变率仅为2.24％，各次谐波含有率也能够满足入网要求。

附图说明

图1是电动汽车双向充放电系统示意图；

图2是双闭环控制系统与PWM主电路原理图；

图3是单台充电机充电时直流侧电压仿真结果；

图4是变压器阀侧的电流和电压相位分析图；

图5是变压器高压侧A相电流进行分析图；

图6是逆变方向仿真分析图；

图7是FFT分析结果图；

图8是三相电压波形图；

图9是滤波后的FFT分析结果图。

具体实施方式

以下结合附图和实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

本实施方式披露了一种电动汽车双向充放电系统设计方法。所述双向充放电设计方法包括以下具体步骤：

S1，建立由网侧电源、PWM整流器、DC-DC变换器以及蓄电池组成的电动汽车充放电模型；其中PWM整流器采用三相PWM整流器；

S2，确定主电路参数取值范围；主电路参数包括交流侧电感参数和直流侧电容参数；

S3，设定三相PWM整流器控制策略分析谐波特性；

S4，搭建仿真模型，仿真分析验证理论分析的正确性。

所述步骤S1中电动汽车充放电模型采用电动汽车充放电系统拓扑结构；如图1所示，该电动汽车双向充放电系统主要由网侧电源、PWM整流器、DC-DC变换器以及蓄电池组成；所述网侧电源、PWM整流器、DC-DC变换器以及蓄电池从左往右依次连接；按照充电与放电两个方向分别分析，所述充放电系统的核心部分为PWM整流器，所述PWM整流器的控制算法选用SVPWM。

电动汽车充放电系统拓扑结构分为交流侧和直流侧；所述交流侧中采用三相PWM整流器，对交流侧电感具有储能作用，是实现升压斩波电路的关键环节，对高次谐波电流呈现的电抗大，具有谐波抑制作用；所述直流侧中采用直流侧的电容，直流侧的电容具有稳定直流侧电压、降低电压波动的作用，还可以抑制直流侧谐波电压以及在PWM整流器交流侧与直流负载间的能量交换起缓冲作用，因此所述直流侧主要考虑电容电压波动。通过电动汽车双向充放电设计方法，既有利于电网的安全、稳定运行，又有利于电动汽车的发展，能够缓解能源和环境问题。

在双向充放电设计方法步骤中，步骤S2中确定交流侧电感参数的具体步骤如下：S21，确定交流侧电感参数的条件，分为条件a和条件b；S22，根据条件a和条件b，设定所述交流侧电感参数取值范围。所述条件a为电感上的压降规定小于电源相电压的30％；忽略功率变换效率且功率因数为1的情况下，则系统输入功率等于系统输出功率，有：

3U_NI_N cosφ＝3U_NI_N＝P_o (1)

可得：

式(2)中I_N、U_N分别表示交流侧相电流、相电压的有效值。根据条件a中所述电感上的压降规定小于电源相电压的30％约束条件，有：

ωLI_N＜0.3U_N，ω＝100π (3)

可得：

作进一步优选的，所述条件b中交流侧电流的最大超调量在一个开关周期内应尽可能小，在只考虑基波情况下，取小于或等于交流侧额定相电流峰值的20％。由于电感上最大压降是在交流侧额定相上管导通，其他两相下管导通，且电源电压为负峰值的情况下，此时电感上压降的绝对值为最大，令所述交流侧额定相电流为i，有：

取开关频率固定为10000Hz(工频频率的200倍)，实际电流关于参考电流波形对称，可得：

结合条件b以及公式(2)可得：

即

其中P₀为直流侧输出功率，U_dc为直流电压，f_k＝1/T_k，其中T_k为开关周期。

作为进一步优选的，所述交流侧电感的电感取值范围通过条件a中公式(4)和条件b中公式(8)确定交流侧电感设计中交流侧电感的电感取值范围，得出交流侧电感的电感取值范围为

作进一步优选的，所述电动汽车双向充放电系统设计方法确定直流侧电容取值范围，在系统中由于三相PWM整流器存在，负载变换导致的瞬态输入输出功率不平衡而引起电容电压波动，在所述电动汽车双向充放电系统由整流到逆变转变时，输入功率与输出功率偏差最大，瞬态过程最长，这个过程中的能量偏差都积累在直流侧电容上，电压波动较大。

可得出该瞬态过程的过度时间T_max表达式：

在所述电动汽车双向充放电系统由整流到逆变转变的时间段内设电容端电压由U₁变化到U₂，认为系统的平均输出功率不变，根据能量守恒，有：

则可得电容上的电压波动量：

规定电容电压波动量的最大值为ΔU_max＝5％U_dc

最终确定直流侧电容取值范围，其中Ls为电感量，P₀为直流侧输出功率，U_dc为直流电压，I_N、U_N分别表示交流侧相电流、相电压的有效值。

确定主电路中的交流侧电感和直流侧电容后，需设定三相PWM整流器控制策略分析谐波特性；所述三相PWM整流器的控制策略包括：整流方向和逆变方向；

所述三相PWM整流器控制策略的整流方向：

在整流时采用电流内环和电压外环的双闭环控制，实现直流侧电压可控以及系统的单位功率因数运行，并得到正弦电流。

所述三相PWM整流器控制策略的逆变方向：

在逆变时采用恒功率控制策略将电动汽车蓄电池与电网相并，为电网稳定运行提供支撑。其理论依据如下：设并网逆变器输出三相电压(只考虑基波)为：

根据前述坐标变换理论，将三相静止坐标系变换到dq坐标系下：

结合式(13)与(14)可得：

由瞬时功率理论可得逆变器输出有功功率与无功功率为：

将式(15)代入(16)，可得：

由式(17)可知若能实现dq轴的电流控制，即可实现有功与无功的控制。

作为进一步优选的，需要搭建仿真模型，仿真分析验证理论分析的正确性。其中仿真模型采用双闭环控制系统仿真模型，如图2为双闭环控制系统与PWM主电路原理图，由图2可看出首先经过电流、电压传感器获得电网三相电流、电压，经过变换得到dq坐标系下的电流、电压，采用前馈解耦控制策略进行控制，其中直流侧电压与期望输出的直流电压比较后经PI调节器得到d轴电流参考值若想实现单位功率因数运行，则可使无功电流分量即q轴参考电流值为0，通过双闭环产生v_d、v_q，并通过SVPWM控制算法得到触发脉冲去驱动开关管的开通或关断，以实现直流母线电压的控制以及电网侧电流的控制。电流环的控制器在进行参数设计时未考虑u_q的影响，因此仿真过程中也可对u_q的作用不计，只考虑u_d的影响。

本实施例中在搭建仿真模型后，对仿真模型进行分析包括：整流方向仿真分析和逆变方向仿真分析；所述整流方向仿真分析包括直流侧电压分析、变压器阀侧的电流和电压相位分析、电流谐波特性分析与对比。

所述直流侧电压分析：

(1)对单台充电机充电时直流侧电压进行了观察，控制目标是使直流侧电压稳定在550V，图3为仿真结果。由图3可知直流侧电压Udc在一开始有一定的超调，超调量为8.58％，0.05s进入了稳态；

(2)电压能够基本稳定在550V，电压纹波很小，波动不到0.3V，即电压纹波小于0.05％，实现了直流侧电压的控制目标，且电压的动态响应特性较好。

所述变压器阀侧的电流和电压相位分析：

图4中峰值较大的为相电压波形、峰值较小的为相电流波形，可看出在0.04s以后能够实现电流、电压同相位，且电流波形基本接近正弦。为了便于观察，上图中的相电流整体扩大了2倍。

所述电流谐波特性分析与对比：

选取变压器高压侧A相电流进行分析。由图5可看出PWM整流器的谐波特性较为复杂，没有明显的规律，包括直流分量、基波分量以及各次谐波分量。但电流总谐波畸变率仅为1.63％。

(1)六脉波与十二脉波整流器构成的充电机电流谐波次数具有明显的特征，即六脉波谐波次数主要为6k±1次(k为正整数)，其中5、7次谐波含量较大；十二脉波谐波次数主要为12k±1次，其中11、13次谐波含量较大；而采用本发明中PWM整流器控制策略下具有所述充电系统的充电机谐波次数较为复杂，2、5、6以及7次谐波含量较大。

(2)通过本发明方法设置的充电机相比于六脉波以及十二脉波整流器构成的充电机产生的电流总谐波畸变率大大降低，各次谐波含有率也大大降低，谐波畸变率与各次谐波有效值都可以满足国标规定的入网标准，在同等条件下，电网容许通过本发明设计方法下设置的充电机接入的能力大大提高。

(3)单台充电机进行充电时无论何种类型的整流器，电流各次谐波有效值均能够满足入网要求，说明单台充电机对电网影响不明显；但若充电机数目增加(如4台以上)，六脉波充电机不能够满足国家标准规定的谐波限值，而十二脉波充电机虽然能够满足标准，但需用专用变压器，本发明设置的充电机产生的谐波电流能够完全满足标准，说明本发明设定下的充电系统具有较好地谐波抑制效果，即使不加谐波抑制措施也可以符合要求。

所述逆变方向仿真分析：

逆变目标是得到频率为50Hz、幅值为220V的三相电压。以A相相电压为例分析，B、C两相分析结果一致。

表1 逆变器输出A相相电压谐波特性

由图6和图7分析可看出逆变器输出A相电压波形畸变较大，这主要是PWM逆变导致的，实际上依据面积等效原则上述逆变输出电压是等效正弦波的，由FFT分析结果就可看出，虽然总谐波畸变率较大，但各次谐波畸变率都较小，都小于3％，而规定380V电压等级下总谐波畸变率要小于5％，偶次谐波含有率小于2％，奇次小于4％，如表1所示，可知各次谐波畸变率可以满足入网要求，但总谐波基波率不满足，可加一电感进行滤波。

表2 逆变器输出滤波后A相相电压谐波特性

滤波后电压即模型中电阻上的电压，由图8和图9中的三相电压波形与表2中的总谐波畸变率，可知滤波效果较好，可得到相电压为220V的三相正弦波交流电，且频率为50Hz，而且总谐波畸变率仅为2.24％，各次谐波含有率也能够满足入网要求。

通过以上分析可知，通过本发明中电动汽车双向充电系统设计放下设置的充放电系统可以实现整流也可以实现逆变，而且可以不加谐波抑制措施，就可以使相应的电流、电压满足入网要求。

上述说明示出并描述了本发明的优选实施例，如前所述，应当理解本发明并非局限于本文所披露的形式，不应看作是对其他实施例的排除，而可用于各种其他组合、修改和环境，并能够在本文所述发明构想范围内，通过上述教导或相关领域的技术或知识进行改动。而本领域人员所进行的改动和变化不脱离本发明的精神和范围，则都应在本发明所附权利要求的保护范围内。