输入电压型模拟电阻器及电阻控制方法与流程

本发明涉及伺服电气元件领域，具体的涉及一种输入电压型模拟电阻器。

背景技术：

现有的可变电阻器有电阻箱、机械电位器、数字电位器这些传统电阻箱均为手动可变电阻值，很难自动调节。为了可以程控调节，也出现了一些程控模拟电阻，最常用方式为数字合成技术，通过输入固定的电流，程控改变输出电压的方法来模拟电阻，这样就实现了电阻值的自动转换。

该程控方案的核心原理是通过将固定输入电压通过转换后送入到dac的参考端，作为输出dac的参考电压，该方案的不足在于通过调节dac的参考电压，使得dac本身在不同的电阻值下产生的误差不稳定，通过修正很难解决由此引入的误差，导致最终得到的模拟电阻的稳定性不太理想。

因为任何dac和adc的精度严重依赖于基准的性能。如果将输入作为dac参考基准使得整个输出dac的精度得不到保证。

技术实现要素：

基于以上方法中存在的问题，本专利方案通过adc采集前端固定输入电压，根据电阻设置值，输出端通过dac给出相应电压值，达到模拟电阻目的，通过选择合适参考电压使前端adc和后端dac均工作在最佳状态，从而规避了去调节adc和dac参考电压引起误差，虽然前端又引入了一个adc，通过本发明的方案设计，前端adc引入的误差远小于调节参考电压引起的误差，从而达到输出模拟电阻稳定的目的。并且，再结合误差产生的原因，进行针对性的分析和去除，减小拟合的难度和工作量。

还有在数字域里实现比模拟域里更高精度、更高可靠和更低价格的各种信号处理功能，数字抑制噪声的能力远大于模拟信号，在模拟信号的存储和传输过程中，噪声和失真会被累积，从而对信号的处理产生不良的效果，而在数字域里，数字信号可以几乎无损地存储和传输。

具体而言，本发明提供一种输入电压型模拟电阻器，其特征在于：包括依次输入的电压源、电压幅值和阻抗变换、ad转换器、处理器、da转换器和输出驱动部分，其中处理器接收ad转换器输入的电压值，再根据目标电阻阻值控制da转换器的输出，使其输出相应的电压信号控制生成所需要的电压。

进一步地，其特征在于：所述模拟电阻计算方式如下进行：

其中ui表示输入电压值，rref表示电路中取样电阻值，u0表示取样电阻末端电压值，i0表示取样电阻中流过电流值。

进一步地，其特征在于：其中，d1为处理器读取的电压幅值和阻抗变换后输出的电压经过ad转换器变换后的数值，n1为ad转换器位数，u1为ad转换器的参考电压。

进一步地，其特征在于：其中，d2为输出驱动部分所需输出电压的对应数字值，n2为da转换器位数，u2为da转换器的参考电压。

进一步地，其特征在于：对于模拟电阻值的修正，在考虑所述运算放大器的失调电流和失调电压的情况下，运算放大器的实际输出电压与理想输出电压的误差为：

其中，uio为所述运算放大器的失调电压，失调电流为ib1和ib2为所述运算放大器正向、负向输入端的失调电流。

进一步地，其特征在于：对于模拟电阻值的修正，在考虑所述运算放大器的温度漂移的情况下，运算放大器的实际输出电压与理想输出电压的误差为：

其中，输入失调电流ib1、ib2的温度漂移分别为tcib1和tcib2，输入失调电压uio温度漂移为tcv。

进一步地，其特征在于：在考虑ad转换器的转换误差的情况下：

其中，d1为嵌入式处理器读取的输入端电压幅值和阻抗变换后输出的电压经过ad转换器变换后的数值，n1为ad转换器位数，u1为ad转换器的参考电压。

δuopp-输入失调电流和失调电压导致的误差；

tc11δt-输入部分温度漂移导致的误差；

nadculsbadc-ad转换器导致的转换误差；

nadc根据实测adc误差确定。

进一步地，其特征在于：所述电阻模拟器的实际输出电压值u0的计算方式如下：

其中，d2为输出驱动部分所需输出电压的对应数字值，n2为da转换器位数，u2为da转换器的参考电压，tcp△t为输出驱动部分温度漂移带来的输出电压误差，ndaculsbdac为da转换器导致的转换误差。

进一步地，其特征在于：模拟电阻值的计算公式如下：

k1表示输入电压幅值和阻抗变换部分转换系数；

k2表示输出驱动部分转换系数。

附图说明

图1现有技术中输入电压型模拟电阻原理图；

图2是本发明的输入电压型模拟电阻电路框图；

图3是本发明的输入电压型模拟电阻电路原理图；

图4是本发明的电压幅值和阻抗变换电路误差模型图；

图5是本发明的输出驱动部分误差模型图。

具体实施方式

为了使本技术领域人员更好的理解本发明，下面结合附图和实施方法对本发明作进一步的详细描述。

如图2所示，示出了本发明的电压激励电阻器电路框图，首先，电压幅值和阻抗变换电路(具体电路如图4所示)采集输入电压ui的信号，并将信号进行调理，以满足ad转换器的输入要求；随后，高精度ad转换器采集该电压并输入到嵌入式处理器中，嵌入式处理器对电压使用滤波、误差校正等算法进行处理，再根据所设定的合成电阻阻值rx控制da转换器的输出，使其输出相应的电压信号，同时通过输出设备显示电压、电流和电阻值；最后，使用输出驱动电路将da转换器输出的电压信号传送到输出口。

如图3所示，示出了本发明的电压输入型模拟电阻电路原理图，可得，电阻器阻值的计算公式如下：

式中：ui表示输入电压值；

rref表示电路中取样电阻值；

u0表示取样电阻末端电压值(相对于输出参考点)；

i0表示取样电阻中流过电流值；

u1表示adc部分参考电压；

u2表示dac部分参考电压；

k1表示输入电压幅值和阻抗变换部分转换系数；

k2表示输出驱动部分转换系数；

d1表示adc部分输出数字量；

d2表示dac部分输入数字量；

从以上表达式可以看出，影响最终电阻输出量精度的参数有与输入运放相关的电压幅值及阻抗变换电路参数、取样电阻精度、输入adc参考电压精度、输出dac参考电压精度以及输出驱动电路参数。

进一步对电路误差进行分析，主要包括输入幅值和阻抗变换部分失调电压和失调电流以及温度漂移的影响，adc和dac转换误差的影响，输出驱动部分失调电压和失调电流以及温度漂移的影响。以上误差主要为线性误差，可以考虑通过最终的校准拟合来消除。具体方法为，处理器接收ad转换器输入的电压值，再根据目标电阻阻值控制da转换器的输出,使其输出相应的电压信号控制生成所需要的电压。通过多次输入及多次输出值调整，来对调整值进行拟合(例如采用最小二乘法)，最终确定调整公式。

不过，即使为线性误差，但是由于误差的原因较多，其整合的误差曲线也非常复杂，要想准确拟合，数据量需要很大，鉴于此，本发明还提供一种误差原因分析及去除与拟合相结合的方式来实现精确电阻值的方法。

1)首选来说，可以对输入幅值和阻抗变换电路误差分析

对输入幅值和阻抗变换电路建立误差分析模型如图4所示，其中，两个输入端失调电流为ib1和ib2，所谓失调电流是指运算放大器的两端在理想状态为“虚断”，但在实际电路中，运算放大器的正负输入端均有少量电流流入，此电流就是失调电流，输入失调电压为uio，此处所谓的失调电压是指在理想状态下，运算放大器的正负输入端的电压是相同时，输出电压就等于0，但是实际中，运算放大器必须在一个输入端额外施加一个小电压才能使输出电压等于0v，该微小电压即为失调电压，需要指出的是，失调电流和失调电压都可以通过预先测量获得，所以在使用前通过对adc阶段的运算放大器输入失调电流和输入失调电压的预先测定，可以获得ib1、ib2以及uio，从图4可以看出，设运放输入端电压分别为u+和u-，流过电阻r1和r2的电流分别为i1和i2。通过分析可以得到以下方程式：

u+＝ui+ib1·rf+uio

u-＝i1r1

i2＝i1+ib2

u+＝u-

列出方程解得输出电压为：

其中u+为输入部分运算放大器正输入端处的电压值，u-为输入部分运算放大器正输入端处的电压值，输入电压型模拟电阻的输入电压为ui，电阻r1为输入部分运算放大器的反向输入端与地之间的采样电阻，电阻r2为输入部分运算放大器的反向输入端与输出端之间的采样电阻，电阻rf为输入部分运算放大器的正向输入端所连接的输入电阻，电压uo’为输入部分运算放大器的输出端电压。

而如果将输入部分的运算放大器当做理想的运算放大器来处理，不考虑失调电压和失调电流的情况，则理想情况下输入部分的运算放大器的输出电压值为：

那么，有运算放大器失调电压和失调电流的存在，导致adc阶段运算放大器的实际输出电压与理想输出电压的误差为

r1为输入部分运算放大器的反向输入端与地之间的采样电阻

r2为输入部分运算放大器的反向输入端与输出端之间的采样电阻

rf为输入部分运算放大器的正向输入端所连接的输入电阻

uio为输入部分运算放大器的失调电压

ib1为输入部分运算放大器正向输入端的失调电流

ib2为输入部分运算放大器负向输入端的失调电流

uio为所述运算放大器的失调电压，ib1和ib2为所述运算放大器正向、负向输入端的失调电流。

根据上述公式，通过在嵌入式处理器中对该误差进行修正可得到修正后的模拟电阻值，同时，再使用校准拟合来进行修正。由于少了一项误差，数据的整体误差就相对简单一些，拟合起来更加快速准确。

2)其次，进一步考虑温度漂移对输入电流型模拟电阻器带来的影响温度漂移带来的误差影响

设输入失调电流ib1和ib2的温度漂移分别为tcib1和tcib2，输入失调电压uio温度漂移为tcv，可得到温度漂移带来的误差方程式为：

u+＝ui+tcib1·δt·rf+tcvδt

u-＝i1r1

i2＝i1+tcib2·δt

u+＝u-

列出方程解得

理想情况下输入部分的运算放大器的输出电压值为：

分析可知，在具有失调电压和失调电流的情况下，由于温度漂移导致adc阶段运算放大器的实际输出电压与理想输出电压之间的误差为：

r1为输入部分运算放大器的反向输入端与地之间的采样电阻

r2为输入部分运算放大器的反向输入端与输出端之间的采样电阻

rf为输入部分运算放大器的正向输入端所连接的输入电阻

tcv为输入部分运算放大器的失调电压温度漂移

tcib1为输入部分运算放大器正向输入端的失调电流温度漂移

tcib2为输入部分运算放大器负向输入端的失调电流温度漂移

△t为温度漂移量

通过以上两部分的分析可知，实际adc采集到的电压为

根据上述公式，通过在嵌入式处理器中对这两项误差进行修正可得到修正后的模拟电阻值。由于少了两项误差，数据的整体误差就相对更为简单，拟合起来更加快速准确。

3)再次，进一步考虑adc阶段的ad转换器和dac阶段的da转换误差

实际上ad转换器和da转换器都存在转换误差，分为静态误差和动态误差。产生静态误差的原因有，基准源的不稳定，运放的零点漂移，模拟开关导通时的内阻和压降以及电阻网络中阻值的偏差等。动态误差则是在转换的动态过程中产生的附加误差，它是由于电路中分布参数的影响，使各位的电压信号到达解码网络输出端的时间不同所致。通常转换误差用最小输出电压ulsb的倍数表示，即

δuo＝nulsb

其中，ulsb指adc和dac数字量最低位为1，其余为0时对应的转换电压值，即

其中n为adc或者dac的最大转换位数；

通过adc误差分析后，进入嵌入式处理器实际修正后的电压值ui’为

其中，d1为嵌入式处理器读取的输入部分电压幅值和阻抗变换后输出的电压经过ad转换器变换后的数值，n1为ad转换器位数，u1为ad转换器的参考电压。

δuopp-输入失调电流和失调电压导致的误差；

tc11δt-输入部分温度漂移导致的误差；

nadculsbadc-ad转换器导致的转换误差；

nadc根据实测adc误差确定。

进一步对输出部分dac误差进行分析，分析原理以及误差产生的原因同上述adc阶段的误差分析一致。

δudac＝ndaculsbdac

同理，通过在嵌入式处理器中对这三种类型的误差进行修正再进行校准拟合。

4)最后考虑输出驱动部分误差

该部分的误差模型如图5所示，其与图4类似。通过分析可以得到以下方程式：

u+'＝uio'-ib1'·rf'

i1'＝i2'+ib2'

u+'＝u-'

可以得到

理想情况下

可以得到输出驱动部分输出电压的误差为

△uopo‘为输出部分运算放大器失调电流与失调电压引起的输出电压误差，

rf’为输出部分运算放大器的正向输入端与地之间的采样电阻

r3’为输出部分运算放大器的反向输入端所连接的输入电阻

r4’为输出部分运算放大器的正向输入端与输出端之间的采样电阻

uio’为输出部分运算放大器的失调电压

ib1’为输出部分运算放大器正向输入端的失调电流

ib2’为输出部分运算放大器负向输入端的失调电流

uio’为所述运算放大器的失调电压。

输出部分运算放大器温度漂移产生的误差表达式为：

tcv’为输出部分运算放大器的失调电压温度漂移

tcib1’为输出部分运算放大器正向输入端的失调电流温度漂移

tcib2’为输出部分运算放大器负向输入端的失调电流温度漂移

△t为温度漂移量

从而可以得到输出电压进行误差修正后的表达式为

d2为dac阶段电压-电压转换器所需输出电压的对应数字值，n2为da转换器位数，u2为da转换器的参考电压。

综合上述各参数误差，进一步对最终模拟电阻经过误差修正后的表达式为

其中

k1表示输入电压幅值和阻抗变换部分转换系数；

k2表示输出驱动部分转换系数；

根据上述公式，可以准确计算出电路的整体误差，然后将所述公式植入处理器中进行补偿，则可精确控制输出电压等于设定电压。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。此外，尽管本说明书中使用了一些特定的术语，但这些术语仅仅是为了方便说明，并不对本发明构成任何限制。