一种基于纹波预放大的全集成低压差线性稳压器的制作方法

本发明属于电源管理技术领域，具体涉及一种低压差线性稳压器的设计。

背景技术：

低压差线性稳压器(ldo)作为电源管理芯片中重要的一类电路，以其低噪声、低成本、低功耗等特点被广泛应用于消费电子、医疗电子、航空航天等领域。

ldo通过放大经输出反馈得来的误差信号来控制功率管，以提供输出电流驱动负载，其本质是根据输出电压来调节负载电流的压控电流源，如图1所示。传统的片上全集成ldo(cap-lessldo)包括误差放大器(ea)、功率管、电阻反馈网络、负载电容。基本工作原理为：电阻反馈网络采样输出电压，与基准电压差分放大，通过控制功率管来提供负载电流。

传统片上ldo利用轻载下功率管高增益的特点，将密勒电容跨接在功率管栅漏来分离位于ea输出的主极点和ldo输出的次极点，以保证环路维持稳定。若轻载电流较小，次级点向低频靠近，则需要耗费大面积的密勒电容来分离主次极点，并且降低了环路增益带宽积gbw。由于ea的带宽、摆率(sr)限制，抽灌功率管栅电容需要经过一定的延迟，这个延迟时间内的负载电流由输出电容承担，造成输出电压undershoot较大、overshoot建立时间过长等问题。

技术实现要素：

为了解决传统片上全集成ldo(cap-lessldo)瞬态响应过慢的问题，本发明提出一种基于纹波预放大的全集成低压差线性稳压器，在提升瞬态响应速度的同时减小了密勒电容。

本发明的技术方案是：

一种基于纹波预放大的全集成低压差线性稳压器，包括误差放大器、功率管mp、密勒电容cl、第一分压电阻rf1、第二分压电阻rf2和补偿电路，

功率管mp的栅极连接误差放大器的输出端，其源极连接输入电压vin，其漏极通过第一分压电阻rf1和第二分压电阻rf2的串联结构后接地gnd，所述第一分压电阻rf1和第二分压电阻rf2的串联点输出反馈电压vfb，密勒电容cl接在功率管mp的漏极和地gnd之间；

补偿电路接在功率管mp的漏极和第一分压电阻rf1与第二分压电阻rf2的串联点之间；

所述基于纹波预放大的全集成低压差线性稳压器还包括跨导放大器和跨阻放大器，跨导放大器的正向输入端连接基准电压vref，其负向输入端连接反馈电压vfb，其输出端连接跨阻放大器的负向输入端和误差放大器的负向输入端，跨阻放大器的正向输入端接地gnd，其输出端接误差放大器的正向输入端。

具体的，所述跨导放大器包括第一nmos管mn1、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3、第四nmos管mn4、第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3、第四pmos管mp4和第五pmos管mp5，

第二pmos管mp2的栅极作为所述跨导放大器的负向输入端，第三pmos管mp3的栅极作为所述跨导放大器的正向输入端；

第一pmos管mp1的漏极连接第二pmos管mp2和第三pmos管mp3的源极，其栅极接偏置电压vbias；

第一nmos管mn1和第三nmos管mn3构成一对电流镜，镜像比为1：k1；第二nmos管mn2和第四nmos管mn4构成一对电流镜，镜像比为1：k1；

第一nmos管mn1的栅漏短接并连接第二pmos管mp2的漏极和第三nmos管mn3的栅极；第二nmos管mn2的栅漏短接并连接第三pmos管mp3的漏极和第四nmos管mn4的栅极；第五pmos管mp5的栅漏短接并连接第三nmos管mn3的漏极和第四pmos管mp4的栅极；

第四nmos管mn4和第四pmos管mp4的漏极互连并作为所述跨导放大器的输出端；

第一nmos管mn1、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3、第四nmos管mn4的源极接地gnd，第一pmos管mp1、第四pmos管mp4和第五pmos管mp5的源极接输入电压vin。

具体的，所述跨阻放大器包括电阻rf、第五nmos管mn5和第六pmos管mp6，

第五nmos管mn5和第六pmos管mp6的栅极互连并作为所述跨阻放大器的负向输入端，第五nmos管mn5和第六pmos管mp6的漏极互连并作为所述跨阻放大器的输出端，第五nmos管mn5的源极作为所述跨阻放大器的正向输入端，第六pmos管mp6的源极接输入电压vin，电阻rf接在跨阻放大器的负向输入端和输出端之间。

具体的，所述误差放大器包括第六nmos管mn6、第七nmos管mn7、第八nmos管mn8、第九nmos管mn9、第十nmos管mn10、第十一nmos管mn11、第十二nmos管mn12、第十三nmos管mn13、第七pmos管mp7、第八pmos管mp8、第九pmos管mp9和第十pmos管mp10，

第七nmos管mn7和第八nmos管mn8的栅极互连并作为所述误差放大器的负向输入端，第七nmos管mn7和第八nmos管mn8的宽长比为k2；第六nmos管mn6和第九nmos管mn9的栅极互连并作为所述误差放大器的正向输入端，第六nmos管mn6和第九nmos管mn9的宽长比为k2；

第十pmos管mp10的栅漏短接并连接第七pmos管mp7的栅极和第十一nmos管mn11的漏极；第十nmos管mn10的栅极连接第十一nmos管mn11的栅极、第七nmos管mn7和第八pmos管mp8的漏极，其漏极连接第七nmos管mn7和第九nmos管mn9的源极；第十二nmos管mn12的栅极连接第十三nmos管mn13的栅极、第六nmos管mn6和第九pmos管mp9的漏极，其漏极连接第六nmos管mn6和第八nmos管mn8的源极；第八pmos管mp8和第九pmos管mp9的栅极接偏置电压vbias；

第七pmos管mp7和第十三nmos管mn13的漏极互连并作为所述误差放大器的输出端；

第十nmos管mn10、第十一nmos管mn11、第十二nmos管mn12和第十三nmos管mn13的源极接地gnd，第七pmos管mp7、第八pmos管mp8、第九pmos管mp9和第十pmos管mp10的源极以及第八nmos管mn8和第九nmos管mn9的漏极接输入电压vin。

具体的，所述补偿电路包括第十四nmos管mn14、第十五nmos管mn15、第十六nmos管mn16、第十一pmos管mp11、第十二pmos管mp12、第十三pmos管mp13和电容cz，

第十二pmos管mp12和第十六nmos管mn16的漏极互连并连接所述第一分压电阻rf1和第二分压电阻rf2的串联点；

第十一pmos管mp11和第十二pmos管mp12构成一对电流镜，镜像比为1：k4，第十一pmos管mp11的栅漏短接并连接第十二pmos管mp12的栅极和第十五nmos管mn15的漏极；第十四nmos管mn14的栅漏短接并连接第十三pmos管mp13的漏极和第十五nmos管mn15的栅极，电容cz接在所述功率管mp的漏极和第十四nmos管mn14的漏极之间，第十三pmos管mp13和第十六nmos管mn16的栅极接偏置电压vbias；

第十一pmos管mp11、第十二pmos管mp12和第十三pmos管mp13的源极接输入电压vin，第十四nmos管mn14、第十五nmos管mn15和第十六nmos管mn16的源极接地gnd。

具体的，所述第一分压电阻rf1和第二分压电阻rf2为栅漏短接的pmos管。

本发明的工作过程为：通过跨导放大器和跨阻放大器，将低压差线性稳压器的输出电压的分压电压即vfb放大，送入到不受尾电流限制的误差放大器的差分输入端；同时，在低压差线性稳压器输出电压的分压点增加补偿电路，在交流情况下灌入一股交流电流，从而引入一对零极点来补偿环路。

本发明的有益效果为：本发明提出的低压差线性稳压器通过跨导放大器和跨阻放大器将低压差线性稳压器输出的电压变化快速放大到误差放大器的输入端，实现了快速瞬态响应；引入该补偿电路，不必过分增大密勒电容，强制输出极点位于增益带宽积gbw之外，既节省了芯片面积，又拓宽了增益带宽积gbw，且改善了带宽和相位裕度；实施例中的电路结构在轻载下有着良好的环路稳定性，重载下由于功率管mp进入了线性区，环路增益带宽积gbw、增益均出现了下降。

附图说明

图1传统cap-lessldo电路拓扑结构图。

图2本发明提出的基于纹波预放大的全集成低压差线性稳压器的架构图。

图3本发明提出的基于纹波预放大的全集成低压差线性稳压器的晶体管级电路实现示意图。

图4本发明提出的基于纹波预放大的全集成低压差线性稳压器的环路零极点分布设计示意图。

图5本发明提出的基于纹波预放大的全集成低压差线性稳压器的交流仿真曲线示意图。

图6本发明提出的基于纹波预放大的全集成低压差线性稳压器的瞬态响应曲线示意图。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例详细描述本发明。

如图2所示为本发明提出的基于纹波预放大的全集成低压差线性稳压器的架构图，包括误差放大器、功率管mp、密勒电容cl、第一分压电阻rf1、第二分压电阻rf2和补偿电路，功率管mp的栅极连接误差放大器的输出端，其源极连接输入电压vin，其漏极通过第一分压电阻rf1和第二分压电阻rf2的串联结构后接地gnd，第一分压电阻rf1和第二分压电阻rf2的串联点输出反馈电压vfb，密勒电容cl接在功率管mp的漏极和地gnd之间；补偿电路接在功率管mp的漏极和第一分压电阻rf1与第二分压电阻rf2的串联点之间；基于纹波预放大的全集成低压差线性稳压器还包括跨导放大器和跨阻放大器，跨导放大器的正向输入端连接基准电压vref，其负向输入端连接反馈电压vfb，其输出端连接跨阻放大器的负向输入端和误差放大器的负向输入端，跨阻放大器的正向输入端接地gnd，其输出端接误差放大器的正向输入端。

本实施例中跨导放大器ota采用经典推挽跨导放大器结构，如图3所示，包括第一nmos管mn1、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3、第四nmos管mn4、第一pmos管mp1、第二pmos管mp2、第三pmos管mp3、第四pmos管mp4和第五pmos管mp5，第二pmos管mp2的栅极作为所跨导放大器的负向输入端，第三pmos管mp3的栅极作为跨导放大器的正向输入端；第一pmos管mp1的漏极连接第二pmos管mp2和第三pmos管mp3的源极，其栅极接偏置电压vbias；第一nmos管mn1和第三nmos管mn3构成一对电流镜，镜像比为1：k1；第二nmos管mn2和第四nmos管mn4构成一对电流镜，镜像比为1：k1；第一nmos管mn1的栅漏短接并连接第二pmos管mp2的漏极和第三nmos管mn3的栅极；第二nmos管mn2的栅漏短接并连接第三pmos管mp3的漏极和第四nmos管mn4的栅极；第五pmos管mp5的栅漏短接并连接第三nmos管mn3的漏极和第四pmos管mp4的栅极；第四nmos管mn4和第四pmos管mp4的漏极互连并作为跨导放大器的输出端；第一nmos管mn1、第二nmos管mn2、第三nmos管mn3、第四nmos管mn4的源极接地gnd，第一pmos管mp1、第四pmos管mp4和第五pmos管mp5的源极接输入电压vin。

本实施例中的跨阻放大器tia包括电阻rf、第五nmos管mn5和第六pmos管mp6，第五nmos管mn5和第六pmos管mp6的栅极互连并作为跨阻放大器的负向输入端，第五nmos管mn5和第六pmos管mp6的漏极互连并作为跨阻放大器的输出端，第五nmos管mn5的源极作为跨阻放大器的正向输入端，第六pmos管mp6的源极接输入电压vin，电阻rf接在跨阻放大器的负向输入端和输入端之间。

本实施例中的误差放大器包括第六nmos管mn6、第七nmos管mn7、第八nmos管mn8、第九nmos管mn9、第十nmos管mn10、第十一nmos管mn11、第十二nmos管mn12、第十三nmos管mn13、第七pmos管mp7、第八pmos管mp8、第九pmos管mp9和第十pmos管mp10，第七nmos管mn7和第八nmos管mn8的栅极互连并作为误差放大器的负向输入端，第七nmos管mn7和第八nmos管mn8的宽长比为k2；第六nmos管mn6和第九nmos管mn9的栅极互连并作为误差放大器的正向输入端，第十pmos管mp10的栅漏短接并连接第七pmos管mp7的栅极和第十一nmos管mn11的漏极；第十nmos管mn10的栅极连接第十一nmos管mn11的栅极、第七nmos管mn7和第八pmos管mp8的漏极，其漏极连接第七nmos管mn7和第九nmos管mn9的源极；第十二nmos管mn12的栅极连接第十三nmos管mn13的栅极、第六nmos管mn6和第九pmos管mp9的漏极，其漏极连接第六nmos管mn6和第八nmos管mn8的源极；第八pmos管mp8和第九pmos管mp9的栅极接偏置电压vbias；第七pmos管mp7和第十三nmos管mn13的漏极互连并作为误差放大器的输出端；第十nmos管mn10、第十一nmos管mn11、第十二nmos管mn12和第十三nmos管mn13的源极接地gnd，第七pmos管mp7、第八pmos管mp8、第九pmos管mp9和第十pmos管mp10的源极以及第八nmos管mn8和第九nmos管mn9的漏极接输入电压vin。

跨导放大器ota检测经过ldo输出端分压的反馈电压vfb与基准电压vref的差值，抽出/灌入一股电流到跨阻放大器tia的电阻rf上，在误差放大器ea的输入端形成较大的差分电压。这个电压经由误差放大器ea放大后，从输入电源vin抽取一股较大的电流，通过电流镜镜像到输出级，从而确定了功率管mp栅电位，以提供相应的负载电流il。由于本实施例中误差放大器ea采用了动态偏置结构，差分输入电压越大，则输出的电流越大，所以采用纹波预放大的功能可以很好利用这一优势，从而获得更好的动态调整性能。

环路低频增益可计算为：

alg＝k1gmp2rfk2gmik3(ron13||rop7)gmprout(1)

其中gmp、rout分别代表功率管mp的跨导、输出阻抗，k1～k3为图3中镜像比例，gmp2、gmi分别为跨导放大器ota和误差放大器ea输入对管跨导，ron13和rop7分别为误差放大器ea输出级第十三nmos管mn13和第七pmos管mp7的小信号等效阻抗。

本发明提出了环路补偿方案，本实施例中的补偿电路包括第十四nmos管mn14、第十五nmos管mn15、第十六nmos管mn16、第十一pmos管mp11、第十二pmos管mp12、第十三pmos管mp13和电容cz，第十二pmos管mp12和第十六nmos管mn16的漏极互连并连接第一分压电阻rf1和第二分压电阻rf2的串联点；第十一pmos管mp11和第十二pmos管mp12构成一对电流镜，镜像比为1：k4，第十一pmos管mp11的栅漏短接并连接第十二pmos管mp12的栅极和第十五nmos管mn15的漏极；第十四nmos管mn14的栅漏短接并连接第十三pmos管mp13的漏极和第十五nmos管mn15的栅极，电容cz接在功率管mp的漏极和第十四nmos管mn14的漏极之间，第十三pmos管mp13和第十六nmos管mn16的栅极接偏置电压vbias；第十一pmos管mp11、第十二pmos管mp12和第十三pmos管mp13的源极接输入电压vin，第十四nmos管mn14、第十五nmos管mn15和第十六nmos管mn16的源极接地gnd。本实施例中第一分压电阻rf1和第二分压电阻rf2为栅漏短接的pmos管，即图3中的mpl1和mpl2。

该补偿电路在直流dc的情况下不改变fb，交流ac的情况下通过电容cz引入一股电流灌入ldo的分压点，引入了一对零极点ωzc，分别表示为：

其中gml表示图3中mpl1和mpl2的跨导，通过引入该补偿电路，可以不必使输出极点完全处于增益带宽积gbw之外，若参数设置合理，可以使得零点略高于增益带宽积gbw，以补偿因输出级点进入增益带宽积gbw所带来的部分相位裕度，同时将该寄生极点推向高频，与密勒补偿所形成的左半平面零点相消。这样可以不必过分增大密勒电容，强制输出极点位于增益带宽积gbw之外，既节省了芯片面积，又拓宽了增益带宽积gbw。

图4给出了本发明所提出的ldo的环路稳定性设计，轻重载下有位置变化的零极点类似轻载ωpd，重载ωpd’给出。忽略中高频零极点，仅考虑位于功率管mp栅极处的主极点ωpd、ldo输出极点ωpo、密勒零点ωzm，以及引入补偿电路后得到的中低频下的一对零极点ωzc、ωp1。从图中可以看到，增加补偿电路后，0-db带宽和相位裕度均会有一定改善。

图5由实线和虚线分别给出了轻载100ua，重载100ma的ac响应曲线，环路增益分别为78.8db，44.5db；0db带宽分别为1.81mhz、500khz；相位裕度分别为48.2°、97.7°。由此可以看到，本发明提出的ldo在轻载下有着良好的环路稳定性，重载下由于功率管进入了线性区，环路增益带宽积gbw、增益均出现了下降。

图6给出了本文提出的ldo瞬态响应曲线，0.5us内在100ua和100ma负载之间进行切换。可以看到，相对于后者，本文提出的结构下冲undershoot在330mv内，从而实现了快速瞬态响应。

本领域的普通技术人员可以根据本发明公开的这些技术启示做出各种不脱离本发明实质的其它各种具体变形和组合，这些变形和组合仍然在本发明的保护范围内。