一种高压带隙基准电路结构的制作方法

本发明涉及芯片电路设计领域，尤其涉及一种适于高压输入的带隙基准电路结构。

背景技术：

电压基准是芯片设计中一个至关重要的组成单元，它直接影响着整个电子产品的性能。稳定的电源模块为这些电子产品提供稳定工作的电源。在开关电源系统中，电源管理芯片具有重要作用，而目前的开关电源系统大多由反激转换器构成。反激转换器具有结构简单，成本低的特点，广泛应用于50w以下的开关电源中。随着半导体工艺和技术的进步，cmos的特征尺寸逐步减小，因此要求电源管理芯片的供电电源不断下降。考虑到功耗和成本，目前在芯片内部往往采样较低的电压作为芯片内部的电源，从而基准源也采用典型的低压带隙基准源。然而，在反激转换器的同步整流方案中，输出电压为5v～24v，在大部分输出大于10v的高电压电路中，电源管理芯片无法直接使用高压供电，因此将电源从高压转换低压是必不可少的步骤。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题，在于提供一种新型的带隙基准电路结构，解决现有基准电路结构能耗过大，高压mos偏置电流镜的匹配性差，而低压mos管容易损坏的问题。

本发明是这样实现的：一种高压带隙基准电路结构，包括控制模块、稳压模块、高低压转换模块、反馈模块和带隙基准源模块；

所述控制模块用于将外界电源转化为稳定电压输出，所述高低压转换模块用于将高压输入转化为低压场效应管适用的电压输出，所述稳压模块用于对高低压转换模块的输出电压进行钳位；

所述控制模块的输出端与高低压转换模块输入端连接，控制模块的输出端还与稳压模块输入端连接，控制模块输入端与反馈模块输出端连接；

所述高低压转换模块的输出端与带隙基准源模块输入端连接，所述稳压模块的输出端与带隙基准源模块输入端连接；

所述反馈模块用于根据高低压转换模块的输出电压生成反馈信号，并输出反馈信号；所述控制模块还用于根据输入的反馈信号调整输出电压；

所述带隙基准源模块还与启动电路vst连接。

具体地，所述反馈模块包括场效应管mp6、mn9，所述mp6的源极与反馈模块第一输入端连接，栅极与反馈模块第二输入端连接；栅极和漏极与mn9的漏极连接，所述mn9的栅极和源极与反馈模块的输出端连接。

优选地，所述控制模块包括mp1、mp2、mn10、mn11和mn12、mp13、mp14和mn15；

所述mp1、mp2的源极与外部电源连接，mp1的栅极和漏极相连接，mp1的栅极还与mp2的栅极连接，所述mp2的漏极与mn12的漏极连接，所述mp2的漏极还与mn11和mn12的栅极连接，mp2的漏极与控制模块输出端连接；所述mn11的漏极与mp1的漏极连接，mn11的源极与mn10的漏极连接，mn10的源极接地，栅极与控制模块输入端连接；

所述mn12的源极与mp13的源极连接，mp13的栅极和漏极与mp14的源极连接，mp14的栅极和漏极连接，并与mn15的漏极和栅极连接，mn15的源极接地。

进一步地，所述高低压转换模块包括场效应管mn5，所述mn5的漏极接外界电源，源极与高低压转换模块输出端连接，栅极与高低压转换模块输入端连接。

优选地，所述高低压转换模块还包括压降单元，所述压降单元的一端接外界电源，另一端与高低压转换模块输入端连接。

具体地，所述稳压模块包括场效应管mp3、mp4，所述mp3的源极与稳压模块输入端连接，mp3的栅极和漏极与mp4的源极连接，mp4的栅极和漏极与稳压模块输出端连接。

具体地，所述带隙基准源模块包括场效应管mp7、mp8，三极管q1、q2、q3，电阻r2、r3，

所述mp7、mp8的源极与标准电压输出端相连，mp7、mp8的栅极相连，并接启动电路vst，mp7的栅极还与mp7的漏极连接，所述mp8的漏极与带隙参考电压输出端连接，还与q1、q2的基极连接；所述q1的集电极与mp7的漏极连接，发射极与r2的一端连接，所述r2的另一端与q2的发射极连接，所述q2的集电极与mp8的漏极连接，q2的发射极还与r3的一端连接，r3的另一端接地。

本发明具有如下优点：能够直接在高压下工作，不需要复杂的稳压模块和高压启动电路，采用的高压mos管数量较少，并具有低电压输出作用。该电路产生的低电压可作为其他模块的电源使用，具有低电压和基准电压同时输出的特点。该电路继承了低压带隙基准的优点，电路结构简单，性能稳定可靠，尤其适用于先用的高压开关整流器中。

附图说明

图1为本发明具体实施方式所述的模块连接图；

图2为本发明具体实施方式所述的带隙基准电路图；

图3为本发明具体实施方式所述的模块连接图；

图4为本发明具体实施方式所述的带隙基准电路图。

具体实施方式

为详细说明本发明的技术内容、构造特征、所实现目的及效果，以下结合实施方式并配合附图详予说明。

请参阅图1以及图2，典型的解决方案中，带隙基准电路都必须包含高压启动电路和降压作用的稳压电路，稳压源提供较低的稳定电压给带隙基准电路供电。典型的方案如图1所示。

在典型的低压带隙基准源方案中，稳压模块广泛采用工作于反向工作状态下的齐纳二极管来实现电压基准。齐纳二极管电压基准通过将齐纳二极管工作于反向击穿状态，在这种状态下，齐纳二极管通过很大的反向击穿电流，产生一个稳定的电压基准源。该方案在半导体工艺上制备难度大，成本高，且齐纳二极管消耗的功率高，已经不适合目前低功耗的要求。

而目前的高压带隙基准电路方案中，其包含了高压启动电路和高压带隙基准电路构成。具体方案的高压带隙基准及其启动电路的电路结构如图2所示。

本方案具有结构简单的特点，该结构能够实现较宽范围的电压输入范围，并且整体结构采用了共源共栅结构，但其基准电压在较大的输入电源电压范围内的线性调整率不高。该方案中的第一、第二和第五mos管采用的低压mos管，分别对应图中m1、m2和m5，以上低压mos管直接与高压电源相连接，在瞬间的高压冲击下，具有被击穿失效的风险，因此降低了高压下工作的可靠性。其次，启动电路和带隙基准电路采用的高压mos管数量较多，高压mos管的面积较低压mos管面积较大，因此过多的采用高压mos管，使得电路占用芯片面积较大。采用共源共栅结构，高压mos管在制备时不容易匹配，会使该结构支路电流不相等，不匹配造成的误差会影响带隙基准电压的量产一致性精度，所以该结构对mos管的匹配要求较高。

在另一些方案中实现一种应用于开关电源同步整流器内部的高压带隙基准电压，带隙基准电路全部由低压器件组成，其供电直接由外部高压电经过一个高压nmos的源极输出产生，不再需要复杂的高压启动电路和稳压电路。该电路直接简单地实现了由高压电源产生高性能的带隙基准电压的功能，继承了低压带隙基准电压的优势，并且带隙的供电也可作为其他模块的电源使用。相对于参考专利中的高压带隙基准及其启动电路，本发明由于不需要使用高压启动电路，因此采用的高压mos管数量少，且带隙基准电路均由低压器件组成，性能更优。本发明电路结构简单实用，稳定性和精度高，并有效地节省了芯片的面积，降低了芯片的成本。

在本发明的一些实施例中，如图3所示，介绍了一种高压带隙基准电路结构，包括控制模块、稳压模块、高低压转换模块、反馈模块和带隙基准源模块；

所述控制模块用于将外界电源转化为稳定电压输出，所述高低压转换模块用于将高压输入转化为低压场效应管适用的电压输出，所述稳压模块用于对高低压转换模块的输出电压进行钳位；

所述控制模块的输出端与高低压转换模块输入端连接，控制模块的输出端还与稳压模块输入端连接，控制模块输入端与反馈模块输出端连接；

所述高低压转换模块的输出端与带隙基准源模块输入端连接，所述稳压模块的输出端与带隙基准源模块输入端连接；

所述反馈模块用于根据高低压转换模块的输出电压生成反馈信号，并输出反馈信号；所述控制模块还用于根据输入的反馈信号调整输出电压；在下述的一些实施例中，可以通过反馈模块的第一输入端与高低压转换模块输出端连接，反馈模块的输出端与控制模块的输入端连接即可。部分情况下，反馈模块还需要第二输入端与驱动电压连接，保证整个模块的正常开启即可。

所述带隙基准源模块还与启动电路vst连接。

在这样的实施方式下，所述的带隙基准电路可以全部由低压器件构成，包括两个pmos、两个npn三极管和两个电阻构成。

本发明通过控制模块和稳压模块控制高压管，为带隙基准电路提供稳定的低电压电源，带隙基准电路可直接工作在高压条件下。因此本发明可以不需要传统解决方案中的高压转换低压的稳压电路和高压启动部分，本发明应用于开关电源同步整流器内部的高压带隙基准电路，该电路结构简单，占用芯片面积少，具有稳定性好成本低的特点。

最后连接并控制高压管的输出。所述的高压管能够承受较高的电压，通过控制该高压管，可使得其输出为低电压。因此，所述的高压管能够为带隙基准电路提供低电压的电源供电。所述的带隙基准电路能够提供一个零温度系数稳定的输出电压。带隙基准电路的包含两个npn三极管，其中两个三极管的基极相互连接，该结构能够保证基极电压相等，并作为零温度系数的基准电压。

具体电路图参照图4，在图4所示的实施例中，所述控制模块包括mp1、mp2、mn10、mn11和mn12、mp13、mp14和mn15；

所述mp1、mp2的源极与外部电源连接，mp1的栅极和漏极相连接，mp1的栅极还与mp2的栅极连接，所述mp2的漏极与mn12的漏极连接，所述mp2的漏极还与mn11和mn12的栅极连接，mp2的漏极与控制模块输出端连接；所述mn11的漏极与mp1的漏极连接，mn11的源极与mn10的漏极连接，mn10的源极接地，栅极与控制模块输入端连接；

所述mn12的源极与mp13的源极连接，mp13的栅极和漏极与mp14的源极连接，mp14的栅极和漏极连接，并与mn15的漏极和栅极连接，mn15的源极接地。

mp1和mp2构成电流镜结构，mp1的栅极和漏极相连接，使得mp1工作在饱和区。mn11和mn12也采用电流镜结构连接，mn12的栅极和它的漏极相连接，m12工作在饱和区。mn12所在支路中包含第十三、第十四和第十五mos管，分别对应mp13、mp14和mn15。这三个mos管分别采用二极管的连接方式连接，当然直接用二极管代替也是可以实现，如mp13的栅极和漏极相连接，mp14的栅极和漏极相连接，mn15的栅极和漏极相连接，最终这三个mos管串联在mn12所在的支路中，这三个串联的mos管均工作在饱和区，具有调节该支路电流的作用。mn11所在的支路中包含第十mos管，对应mn10。第九mos管对应mn9，与mn10构成基本电流镜。用于接收反馈模块的信号对整个控制电路的输出进行调整。所述反馈模块包括场效应管mp6、mn9，所述mp6的源极与反馈模块第一输入端连接，栅极与反馈模块第二输入端连接；漏极与mn9的漏极连接，所述mn9的栅极和源极与反馈模块的输出端连接。这样通过接受反馈模块的反馈信号，能够更好地对控制模块的输出进行调整。

在进一步的实施例中，所述高低压转换模块包括场效应管mn5，所述mn5的漏极接外界电源，源极与高低压转换模块输出端连接，栅极与高低压转换模块输入端连接。该输出低电压直接为带隙基准电路提供输入电源。mn5的耐压与工艺相关，mn5能够直接在高压电源下工作，mn5的栅极由偏置电路提供的稳定的输出电压控制，从而保证了带隙基准电路能够稳定工作。通过设计高低压转换模块，能够将带隙基准电路模块与外界电源隔开，使得带隙基准电路模块并不需要使用高压mos管，节省了大部分能耗并隔绝了mos管被击穿的风险。

在另一些优选的实施例中，所述高低压转换模块还包括压降单元，所述压降单元的一端接外界电源，另一端与高低压转换模块输入端连接。压降单元只需能够起到消耗电能，使得两端产生一定的电压差即可，可以使用若干电阻、二极管、三极管进行串并联组合，平衡两端电压即可。在我们图4所示的实施例中，使用单个电阻r1，r1的一端接外界电源，另一端与高低压转换模块输入端连接，同时也与mn5的栅极连接，达到了保护mn5的栅极不被击穿的效果。

为了更好地稳定高低压转换模块的输出，在图4所示的具体的实施例中，所述稳压模块包括场效应管mp3、mp4，所述mp3的源极与稳压模块输入端连接，mp3的栅极和漏极与mp4的源极连接，mp4的栅极和漏极与稳压模块输出端连接。其作用在于，把漏极、栅极连起来就相当于二极管，在某些简化的实施例中，用两个二极管代替也可以实现。“导通电压”为vt+vsat，而且能为二极管提供稳定的偏压。

此时流过该mos管的电流有如下关系：

二极管连接方式，使得mos管一直工作在饱和区。此时电流变化范围小，不考虑沟道调制效应情况下，i可保持稳定，即电流保持稳定，因此可使得栅极电压保持稳定。该连接方式除了具有稳压作用，当串联在电路的支路中时也具有调节电流作用。普通二极管的功耗和压降已经不满足低功耗电路的要求，因此采用mos管的二极管连接技术科改善这一缺点。。

再请看图4右侧，所述带隙基准源模块包括场效应管mp7、mp8，三极管q1、q2、q3，电阻r2、r3，

所述mp7、mp8的源极与标准电压输出端相连，mp7、mp8的栅极相连，并接启动电路vst，mp7的栅极还与mp7的漏极连接，所述mp8的漏极与带隙参考电压输出端连接，还与q1、q2的基极连接；所述q1的集电极与mp7的漏极连接，发射极与r2的一端连接，所述r2的另一端与q2的发射极连接，所述q2的集电极与mp8的漏极连接，q2的发射极还与r3的一端连接，r3的另一端接地。

基于前述的设计优势，所述的带隙基准电路均由普通的低电压器件构成，该电路中第六、第七和第八mos管构成，对应mp6、mp7和mp8。mp6、mp7和mp8构成电流镜结构，mp7的栅极与漏极相连接，并连接到启动电路。图中使用vst表示启动电路，当vst完成启动作用后将被关闭。两个npn三极管分别对应q1和q2，mp7的漏极与q1的集电极连接，第二电阻r2与q1的发射极相连接，r2与r3相连接。mp8的漏极与q2的集电极相连接，q2的基极与其集电极相连接，发射极连接到r3。其中q1与q2的面积比值为n，其基极连接在一块，那么其基极电压相等，因此不需要传统带隙基准电路中的深度负反馈运算放大器。由于r2的存在，使得r2上的压降为q1和q2的基极与发射极电压差的差值，因此在q1和r2的支路中形成了与温度正相关的电流。而q1和q2的基极-发射极之间的电压差值是负温度系数的电压，因此最终由正温度系数电压和负温度系数电压叠加而得到零温度系数的基准电压。mp6和mn9支路连接后具有对偏置电路反馈的作用。

所述的高压输入管能够承受较高的输入电压，而输出为低电压，能够为低压部分电路直接进行供电。第五mos管为所述的高压管，其栅极连接在偏置电路的输出端，并与钳位电路的输入端相连接。所述的高压管的输出端与所述的钳位电路输出端相连接，并作为所述的带隙基准电路的电源输入。

高压管输出主要由第五mos管构成，对应图4中mn5，mn5为高压mos管。mn5的栅极与偏置电路的输出电压相连接，漏端与电源电压想连接，源端作为低电压输出端。该输出低电压直接为带隙基准电路提供输入电源。mn5的耐压与工艺相关，mn5能够直接在高压电源下工作，mn5的栅极由偏置电路提供的稳定的输出电压控制，从而保证了带隙基准电路能够稳定工作。

电路的工作过程为，首先偏置电路通过r1启动，电阻r1是直接连接在高压电源输入端的，而另一端连接在mn5的栅极以及偏置电路的输出端。为了防止启动时会带来瞬间高压，因此r1的阻值较大。电路启动时，首先是将偏置电路的mn12，mp13，mp14和mn15支路启动，此时由于该支路工作分压，使得mn5的栅极电压稳定在低电压范围中，因此mn5的栅极不会被击穿。此时mn5开启使得低压部分有稳定的电源供电，此时低压部分启动电压vst输入给带隙基准电路，启动带隙基准电路，启动完毕后该启动电压关闭。

带隙基准电路工作时，使得mp6和mn9支路工作，使得偏置电路完全工作，并自动进行调整将偏置输出电压稳定，再由钳位电路mp3和mp4进一步稳压对mn5进行控制。而带隙基准电路同时开始工作，由于q1和q2的基极电压相等，那么使得q1支路电流是正温度系数相关，最终得到基极处的电压为零温度系数的基准电压。

得到零温度系数电压的具体原理具体如下：

以npn三极管为例，其基极和发射极之间的电压vbe如下：

vt＝kt/q其中k为玻尔兹曼常数，t为温度，q是电子电荷，ic是集电极电流，is是饱和区电流。

由mp7和mp8构成的电流镜使得流过q1和q2的电流相等，q1支路的电流为i1，q2支路的电流为i2。q1与q2的基极电压相等，可得到如下：

vb1＝vb2

vb1＝vbe1+i1r2+(i1+i2)r3

vb2＝vbe2+(i1+i2)r3

vb1和vb2分别对应q1和q2的基极电压：

其中n为q1和q2发射极面积之比，可得

可得：

δvbe＝i1r2

可知i1是与温度正相关，即i1是温度正相关的电流。

那么带隙基准电压为：

vref即为带隙基准电压。

由上可知，基准电压vref是与r3、r1和n相关的函数。那么通过调节r3、r1和n的值，使得那么可使得vref为不随温度变化的带隙基准电压。

以上可得vref为零温度系数的基准输出电压。

综上所述，本发明使用的高压管数量少，占用面积小。通过稳定偏置电路控制高压管的栅极电压可得到稳定的低压输出电源，并为带隙基准电路供电，从而达到了替代了经典方案中稳压电路的作用。同时，也不需要高压启动电路部分，本发明的带隙基准启动电路可由低压电源供电，因此可全部采用低压器件，相比于高压启动电路更节省成本。

以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利保护范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。