温度补偿的参考电压电路的制作方法
本发明通常而非限制地涉及参考电压电路的领域，并且特别地涉及温度补偿的电压参考电路。
背景技术：
带隙电压参考电路是广泛用于集成电路的温度无关的电压基准电路。这样的电路被设计成不管温度如何变化而产生固定的电压。带隙电压参考电路的一个例子是将一个与绝对温度互补(ctat)电路和一个与绝对温度成比例(ptat)电路相结合，以获得对温度相对不敏感的电压。这种电路的一个例子是brokaw带隙参考电路。
ctat和ptat电压的温度系数(temp-co)应该相等，以获得参考电压的零温度系数。通常，ptat电压具有较低的温度系数，并且应该相乘以获得温度系数，以消除ctat电压的温度系数。在参考电路中，通常是产生最多噪声的ptat电压电路。将生成的ptat电压乘以得到温度系数也乘以噪声。
技术实现要素：
本发明人尤其已经认识到需要温度稳定的参考电压。δ-vbe电压电路的实施方案可以级联以产生相对低的噪声ptat电压。用适当比例的ctat电压加上这个ptat电压可以给出温度稳定的参考电压。各δvbe电压电路产生自己的偏置电流，从而不需要单独的偏置电流发生器。
用于产生温度稳定的参考电压输出的带隙基准电压电路的一个实施方案包括多个路径，每个路径包括与相应电阻串联耦合的相应晶体管，其中第一路径的晶体管的集电极电流密度小于其他路径的集电极电流密度。电阻耦合在每个路径的参考电压节点和第一端之间。电路的输入节点耦合第一路径中的晶体管的基极节点，电路的输出节点耦合第二路径的晶体管的基极节点。放大器电路耦合在所述多个路径中的每一个的各自的晶体管和电阻之间。电流源耦合每个路径的第二端，电流源耦合放大器电路并由放大器电路控制。
另外实施方案包括用于产生温度稳定参考电压输出的级联带隙参考电压电路。级联电路包括多个δvbe电压电路，各带隙参考电压电路包括多个路径，每个路径包括与相应电阻串联耦合的相应晶体管，其中第一路径的晶体管的集电极电流密度小于其他路径的集电极电流密度。电阻耦合在每个路径的参考电压节点和第一端之间。输入路径包括具有第二区域的晶体管，输入路径耦合在所述多个路径的晶体管的参考电压节点和基极之间，电路的输出节点耦合所述多个路径的晶体管的基极。放大器电路耦合在所述多个路径中的每一个的各自的晶体管和电阻之间。电流源耦合每个路径的第二端，电流源耦合到运算放大器并由其控制。电压曲率校正电路耦合多个带隙参考电压电路并被配置为产生曲率校正的参考电压。
在另外的实施方案中，在参考电压电路中产生温度稳定的参考电压的方法包括：在包括具有第一区域的第一晶体管的第一路径中产生第一电流。在包括具有第二区域的第二晶体管的第二路径中产生第二电流，其中第一晶体管的集电极电流密度小于第二晶体管的集电极电流密度。产生控制电压并将其耦合到第一和第二晶体管的基极节点。基于第一和第二路径的公共节点与接地节点之间的电阻，通过参考电压电路来控制电流，电阻在所述公共节点和所述接地节点之间具有δ电压。输出是所述控制电压和所述δ电压之和的参考电压。
本节旨在概述本专利申请的主题。本发明不是提供专门的或详尽的解释。包括详细的说明以提供进一步的信息。
附图说明
在不一定按比例绘制的附图中，相同的数字可以在不同的视图中描述相似的部件。具有不同字母后缀的相似的数字可以表示相似组件的不同实例。附图通过举例而不是限制的方式说明本文件中讨论的各种实施例。
图1a和1b是例如依照各种实施方案δ-vbe(基极-发射极电压)电压电路的示意图。
图2示出例如依照各种实施方案具有通过放大器电路的负极和正极的反馈路径的δ-vbe参考电压电路的图。
图3是例如依照图2的实施方案负极和正极的反馈路径的环路稳定性的图。
图4是例如依照图1的实施方案级联δ-vbe参考电压电路的示意图。
图5是例如依照各种实施方案vbe曲率的图。
图6是例如依照各种实施方案用于曲率校正的δ-vbe参考电压电路模型的示意图。
图7是例如依照各种实施方案曲率校正电路的示意图。
图8是例如依照图7的实施方案vbe输出曲率校正电压的图。
图9是例如依照图7和的实施方案和来自曲率校正电路的校正的δ-vbe电压比较的输入δ-vbe电压的图。
图10是例如依照各种实施方案δ-vbe电路操作的方法的流程图。
具体实施方式
基于叠栅δ-vbe(基极-发射极电压)的带隙参考电路已被广泛用于独立和嵌入式参考电路，以产生温度补偿，相对较低的噪声参考电压。常规δ-vbe电路的一个问题是使用电流镜来偏置双极结型晶体管(bjt)。
闪烁噪声，也被称为1/f噪声，是具有频谱的信号，使得功率谱密度(每赫兹的能量或功率)与信号的频率成反比。为了减少1/f噪声，可以用通常具有大面积并且在大多数工艺中不可用的垂直pnp晶体管来实现电流镜，或者可以使用大型p型金属氧化物半导体(pmos)器件。
克服1/f噪声问题的另一种方法是使用交叉连接的四(十字型)bjt结构。该方案的缺点包括：为相同数量的bjt产生较低的δ-vbe电压，以及偏置两个堆叠的vbe电路(例如bjt)的较高的电源电压要求。
这里公开的δ-vbe电路的实施例通过使用薄膜电阻器而不是有源电流镜来减少整体电路面积(与交叉四δ-vbe电路相比)，从而减少了1/f噪声。所公开的δ-vbe电路不需要两个堆叠的bjt来操作。因此可以使用较低电压的电源。所公开的实施例不限于使用薄膜电阻器，因为任何电阻器也将适当地操作。使用薄膜电阻可能比其他电阻更好地降低1/f噪声。
图1a是δ-vbe电路的示意图。δ-vbe电路包括晶体管185-189、电阻(例如电阻器)182-184、电容(例如电容器)191、192、放大器电路193(例如运算放大器)、电流源189(例如晶体管)和电流设置元件190。
该电路包括两个路径180、181，每个路径180、181包括串联耦合的各自的晶体管185、186和187、188以及相应的电阻182、183。输入路径195耦合到晶体管185的基极。放大器电路193具有耦合在第一和第二路径180、181之间的输入，使得一个输入(例如正输入)耦合到电阻182和晶体管185之间的节点、第二输入(例如负输入)耦合到电阻183和晶体管187之间的节点。放大器电路193的输出耦合到晶体管189的控制栅极。
电容191与电阻182并联耦合。电容192与电阻184串联耦合。电容192和电阻184与放大器电路193的输出和放大器电路193的正输入形成反馈回路的一部分。晶体管185、186在第一路径180中串联耦合。晶体管187、188在第二路径181中串联耦合。两路径之间的公共节点耦合到电流设置元件190，电流设置元件190耦合到接地参考节点。
输入电压(例如2vbe_n)在电路工作期间耦合到输入路径195。该电路在电路的输出节点196处生成vin+2δvbe。随后参考图1b讨论该电路的一个实现和其操作的更详细的描述。
图1b是图1a的基于δ-vbe单元的参考电压电路的示意图，例如依照各种实施方案。δ-vbe参考电路包括晶体管101-107、电阻(例如电阻器)110-114、电容(例如电容器)120、121和放大器电路130(例如运算放大器)。
在一个实施例中，晶体管包括bjt101-106(例如npn)和场效应晶体管(fet)107(例如pfet)。其他实施例可以使用其他类型的晶体管来实现基本上相同的结果。
δ-vbe电路的结构包括两个路径170、171。每个路径包括串联耦合在一起的各对晶体管103、104和105、106(例如集电极到发射极)。串联耦合晶体管103、104和105、106各自与相应的电阻111、110串联耦合。尽管图1的示意图示出了每个路径中的晶体管对103、104和105、106，该电路将在每个相应路径170、171中仅有一个晶体管103、105正确地操作。第二串联耦合晶体管104、106提供改进的性能。在一个实施例中，电容121并联耦合到电阻111中的一个。
两个路径170、171中的至少一些晶体管104-106每个都以二极管连接耦合。换句话说，它们各自的基极和集电极节点被耦合在一起。因此，在电路操作期间，各个晶体管103-106两端的电压降是vbe。尽管晶体管104-106作为二极管连线，但使用晶体管而不是二极管的益处在于，第一路径170中的一个晶体管104将第二路径171中的对应晶体管106的vbe设定为vbe。
示出了每个晶体管101-106的相对制造面积。例如，第一路径包括面积为na的晶体管103、104，而输入路径中的晶体管101、102和第二路径171中的晶体管105、106具有面积a，其中n≥1。因此，第一路径170中的晶体管可以具有较大的面积。
两个路径170、171在第一端耦合在一起耦合到参考电压节点(例如地)的电阻113。路径170、171也在第二端处耦合到充当电流源的pfet107。pfet107耦合到电源电压节点(例如vdd)。
输入路径172包括串联耦合在一起的晶体管101、102(例如集电极到发射极)。晶体管102中的一个的发射极耦合到参考电压节点。另一个晶体管101的集电极耦合到路径170、171的晶体管103、105的基极连接以及电路的输出。在一个实施例中，电阻114耦合在晶体管103、105的基极连接之间，iptat(与绝对温度成比例)电流流过该基极连接。输入路径172在操作期间在晶体管103、105的基极节点上产生输入电压(例如2vbe)。
放大器电路130耦合在各个晶体管103、105与路径170、171的电阻111、110之间。例如，放大器电路130的正输入端耦合到电阻111和晶体管103之间的第一路径170。放大器电路130的负输入端耦合到电阻110与晶体管105之间的第二路径171。
放大器电路130的输出端耦合到电流源晶体管107的控制栅极并提供工作电压。该输出还作为反馈电路耦合到与耦合到放大器电路130的正输入的电容120串联的电阻112。
在操作中，将电源电压(例如相对于接地节点的正电压)施加到电源电压节点。这对电流源晶体管107进行偏置并使电流流入两个路径170、171中。r1/r2的电阻110、111的比率决定通过这些路径170、171的电流。第二路径171与第一路径170之间的电阻114提供来自第二路径171的一些电流，以被添加到流过输入路径172的第一路径170的电流。
电阻器111和110以及值“n”被选择为使得103和/或104的集电极电流密度低于路径171和172中的晶体管的集电极电流密度。换句话说，103和104的vbe总和应该低于101和102的vbe之和以及105和106的vbe之和。
输入路径的晶体管101、102在晶体管103、105的基极节点上提供2vbe的电压。在顶部晶体管103和耦合到两个路径170、171的节点之间电阻113是2vbe_n，其取决于晶体管103、104的集电极电流密度。因此，电阻113两端的电压为2δvbe。输出节点160则具有2vbe+2δvbe的输出电压。电阻113的值响应于电阻113两端的2δvbe电压确定通过整个电路的电流。
与具有较大面积晶体管103、104的路径170中的电阻r1111相比，通过减小电阻r2110可以通过第二路径171的较小晶体管105、106获得较大的电流密度。在另一实施例中，电阻r1111和r2110也可以被调整以通过每个路径170、171获得相等的电流。
包括包括电阻112和电容120的反馈回路的放大器电路130可以用于基于放大器电路130的两个输入端上的电压来设置到两个路径170、171的电流输入。放大器电路的输出电压耦合并控制电流源晶体管107以在耦合到两个路径170、171和晶体管107的节点处保持相对恒定的电压。由于电阻r1111乘以晶体管103的跨导，放大器电路130添加到电路的噪声是不重要的。
与电阻r1111并联的电容121提供较高频率下的电阻r1111的旁路。这可以用于补偿较大面积晶体管103的相对较大的寄生电容，如随后参照图2和图3所描述的。
图2示出了通过放大器电路的具有负201和正202反馈路径的δ-vbe参考电压电路图，例如依照各种实施方案。由于晶体管103的面积相对较大，所以从集电极节点到晶体管103的衬底有相对较大的寄生电容210。该电容210可以在较高的频率下降低负反馈回路201的增益，使得它可能变得小于在那些较高频率处的正反馈回路202的增益。这可能导致δ-vbe电路变得不稳定。
旁路电容121在那些较高频率绕过电阻111，因此提供改进的稳定性。电阻器和电容组合112和120提供米勒补偿。其他频率补偿技术也可以使用。
图3是根据图2的实施例的环路稳定性图。该曲线具有沿着x轴的频率(以赫兹为单位)和沿着y轴的分贝。
该图显示负增益曲线301在所有频率处的正增益曲线302的曲线上方。由于电容121，负增益在高频时大于正增益。这导致在所有频率下都更稳定的δ-vbe电路。
图4是根据图1的实施例的级联δ-vbe参考电压电路的示意图。该电路包括多个δ-vbe电压电路401-403。然而，只有一条输入路径404对于所有级联电路401-403可能是必要的。
当另外的δ-vbe电压电路402、403串联耦合到第一电路401的输出端410时，各个电路输出端410-412的vbe将被加到前一个输出端410-412的vbe上。例如，如上面在图1中所看到的，第一电路401的输出410是2(vbe+δvbe)。因此，将第二电路402耦合到第一电路401导致2(vbe+2δvbe)。在n级联电路401-403的末端，输出412将是2(vbe+nδvbe)。
电流控制电阻420-422可以通过每个连续的电路来缩放。第一电阻420是r。第二电阻是2*r。第n个阻力是n*r。这具有在每个电路401-403中提供相同电流的效果，因为随着电阻420-422连续增加(例如，vbe、2δvbe、4δvbe，...、nδvbe)电路。
图5是vbe曲率的图，例如依照各种实施方案。这个曲线具有沿着x轴的摄氏温度和沿着y轴的毫伏。
该图显示了从-40℃到+120℃范围内vbe的非线性，可以表示为
如果晶体管(例如bjt)偏置于ptat电流源(例如电流与绝对温度成比例)，则上式中的ic成为温度的函数。
图6是用于曲率校正的δ-vbe参考电压电路模型的示意图，例如依照各种实施方案。该模型示出了具有它们各自的晶体管104、106(例如bjt)的两个路径170、171。通过第一路径170的电流是iptat，通过第二路径的电流是iztat(零到绝对温度)。iztat电流在温度方面几乎是平坦的。在这种情况下，δvbe的非线性可以用vt*ln(t)表示。图8显示了这种非线性。在一个实施例中，该校正可以在图7的电路中实现。
图7是曲率校正电路的示意图，例如依照各种实施方案。曲率校正电路700通过温度稳定电流源740耦合到图4的级联电路402中的至少一个。
假定晶体管区域a的乘数n＝20，r/k的电阻分压器的k＝3，则在晶体管701产生大约为
曲率校正电路700包括已经被修改为包括电流源730的另一个δ-vbe参考电压电路，以及具有与以二极管连接方式连接的晶体管734串联耦合的电阻733的另一个路径731。新路径731耦合到电阻rn/k750与晶体管751之间的节点以及电流源730。晶体管734是可选的。即使没有晶体管734，也可以实现相同的性能。
在操作中，v1是要校正的输入电压。v1＝2vbe+2δvbe。由于电流源730是恒定的电流源，所以通过电阻rn760和rn/k的电流是iztat。在第二路径晶体管751、752有2vbe跨越，并跨过中心路径731的电阻733和晶体管734。因此，由于晶体管734有vbe跨越，因此在电阻器733上存在vbe跨越。iztat目前是ictat和iptat的组合。由于流过这个电阻733的vbe/r1＝ictat电流，所以ictat电流从iztat电流的路径上被取走。流过第二路径晶体管751、752的电流是剩余的iptat电流，而iztat电流流过另一路径中的晶体管753、754。图8中所示的电路的结果vbe因此通过被加到来自δ-vbe参考电压电路的vbe输出电压来提供曲率校正。电路的输出电压为v2，即修正后的δ-vbe参考电压。
图8是根据图7的实施例的输出曲率校正电压的曲线图。该图沿着x轴为摄氏温度，沿着y轴为mv。
图8的电压是曲率校正电路所加输出电压的曲率。比较图8的电压和图5的电压，可以看出它们基本上是相互相反的。因此，将曲率校正电路的输出与vbe相加可以降低输出参考电压的曲率。
图9是与来自曲率校正电路700的经校正的δ-vbe电压相比较的输入δ-vbe电压的曲线图，根据图7和8的实施例。x轴以摄氏度显示温度，y轴显示mv。
顶部曲线图900示出了由图7的曲率校正电路添加的输出电压。该电压被加到δ-vbe参考电压电路的输出端，以校正vbe的曲率。下面的曲线903表示没有校正电压的vbe参考电压输出901的曲率与添加了校正电压的vbe参考电压902的曲率相比较。在图8的示意图中，修正电压902由v2表示。可以看出，曲率校正电压降低了vbe参考电压的曲率。
图10是δ-vbe电路操作方法的流程图，例如依照各种实施方案。在框1001中，通过具有第一集电极电流密度的第一晶体管的第一路径产生第一电流。在方框1003中，利用具有小于第一集电极电流密度的第二集电极电流密度的第二晶体管通过第二路径产生第二电流。在方框1005中，生成输入电压(例如2vbe)并将其耦合到第一和第二晶体管的基极节点。在框1007中，基于第一路径和第二路径之间的公共节点与参考电路的接地节点之间的电阻来控制通过参考电压电路的电流。电阻有2δvbe的电压降。在方框1009中，生成输出参考电压，该输出参考电压是输入电压(例如2vbe)和2δvbe之和。在方框1011中，对输出参考电压进行曲率校正。
以上详细描述包括对形成详细描述的一部分的附图的参考。附图通过说明的方式示出了可以实施本发明的具体实施例。这些实施例在本文中也被称为“示例”。在本文中提及的所有出版物、专利和专利文献通过引用整体并入本文，如同单独通过引用并入。如果本文件与通过引用并入本文的文件之间的用法不一致，则在所引用的参考文献中的用法应被认为是对本文件的补充。对于不可调和的不一致性，按照本文档中的用法进行控制。
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