一种动态无线充电最大效率跟踪系统及方法与流程

本发明属于电力电子领域，具体涉及基于动态无线充电系统的最大效率传输方法。

背景技术：

无线功率传输(wirelesspowertransfer，wpt)在方便、可靠、安全、隔离以及在恶劣环境下操作等方面比传统的有线传输有着诸多的优势，其通过收发功率线圈之间高频交变磁场耦合传递能量，已成功应用在电动汽车静态无线充电场合。为了进一步解决实际情况下线圈相对位置、负载的变化等问题，动态无线充电成为国内外研究热点，其中高效率是重中之重。

近年来，人们提出了几种控制方法来保持线圈耦合或负载条件变化时的高传递效率。它们包括频率跟踪、与电感或电容器的阻抗匹配以及用dc/dc变换器进行负载变换。在频率跟踪方法中，由于频率分裂现象，频率在“过耦合”区域被调整，以调节恒定的输出电压，但在松耦合系统中不需要用此方法。在阻抗匹配方法中，谐振电容由继电器或半导体开关在固定频率处调节。因此，它可以通过改变阻抗来调节输出电压，保持恒定的输出电压，但阻抗匹配电路复杂且存在损耗，难以控制。最后一种方法在初级侧或者次级侧引入dc/dc转换器，引起人们广泛关注。该方法有两大优势。首先，通过插入dc/dc变换器，使系统在各种耦合和负载条件下实现最优负载。第二，接收端的dc/dc变换器精确地将输出电压调节到一个恒定值，这在实际的工业和商业应用中也是非常理想的。许多基于dc/dc变换器的方案被提出，但是往往需要测量功率，抑或是仅仅提出效率优化方向而并没有准确的效率跟踪准则。

技术实现要素：

发明目的：针对动态情况下传输效率降低的问题，本发明提出了一种动态无线充电最大效率追踪系统，在mers基础上，接收部分引入boost电路，通过改变其占空比从而进一步改变等效负载值，达到最大效率追踪的最优负载值。此方法可以在线圈偏移、负载变化等动态情况下使系统保持高效率状态。

技术方案：为实现上述发明目的，本发明采用如下技术方案：

一种动态无线充电最大效率跟踪系统，其特征在于，所述的无线充电电路包括发送部分和接收部分，发送部分包括依次连接的直流电源、高频逆变器、磁能恢复开关(mers)、开关电阻和发射线圈的寄生电阻、初级线圈；接收部分包括依次连接的次级线圈、mers、接收线圈的寄生电阻、整流滤波电路和boost变换器、电池负载。在mers动态补偿的基础上，将接收部分的整流滤波电路、boost变换器以及负载看作等效负载，系统通过调节输入电压以及判断电路是否符合最大效率追踪准则，调节等效负载值至最优负载值，从而达到最大效率点(mep)。

所述的高频逆变器的输入端连接至直流电源的输出端，用于将直流电压逆变为高频电压方波；

所述的mers、开关电阻和发射线圈的寄生电阻的输入端连接至所述的高频逆变器的输出端，用于原边动态补偿；

所述的初级线圈和所述的次级线圈对称放置，通过耦合方式实现电能的无线传输；

所述的mers、接收线圈的寄生电阻的输出端连接至所述的整流滤波电路的输入端；

所述的整流滤波电路的输入端连接至所述的次级线圈补偿电容的输出端，用于将所述的次级线圈补偿电容输出的交流电压整流成直流电压；

所述的boost变换器的输入端连接至所述的整流滤波电路的输出端，用于稳定输出电压以及最大效率追踪；

所述的电池负载的输入端连接至所述的boost变换器的输出端。

一种动态无线充电系统的最大效率跟踪方法，包括以下步骤：

s1，确定系统参数，如rs1、rs2和vdc，并计算

其中，rs1表示逆变器中mosfet的开关电阻和发射线圈的寄生电阻之和；rs2是接收线圈的寄生电阻；vdc为输出电压；

s2，对高频逆变器施加初始输入电压vin＝0，并在接收端记录相应的占空比d。增加vin，直到d0＝0并且输出电压为vdc。这里输入电压和占空比分别表示为vin0和d0；

s3，进一步轻微地增加vin，记录结果的占空比为d1。根据相邻的两个点(d0和vin0，d1和vin1)计算

s4，将与β进行比较，并继续执行s5或s6；

s5，当时，系统处于过载状态，并会达到最大效率点(vino，d0)。在这种情况下，mep跟踪是完成的，因为dd/dvin随着vin的增加而减小，其值不会到达到β；

最大效率追踪情况下的最优电阻为

其中，ω为线圈l1与l2的谐振频率；m12是线圈l1与l2之间的互感。

在boost的作用下，等效负载通式为

re＝8rl/π²·(1-d²)

其中rl是负载；d为boost变换器的占空比。

由以上两式可知，如果

则永远不会有一个满足re＝re,opt的合适的d，这种状态属于过载状态，系统效率随着re的增加而增加。因此，当d＝0时，re达到可达到的最大值,此时效率达到峰值，最大效率点即为(vino,d0)。

s6，当时，系统处于正常负载状态，vin仍需增加以确定mep。重复s3，直到n＝1，2，3.记录点(vino,d0)，此时达到最大效率。

谐振器(l1和左边mers谐振，l2和右边mers谐振)的输入电压为

其中，ηac/dc为整流器的效率。

在负载最优情况下，通过把d关于vp微分到一阶，我们得到了

可以看出a为一常数，与负载rl无关。

又有

其中vin为系统的输入电压。可得：

从而要想最大效率追踪，必须满足上式，上式即为效率跟踪准则。

进一步地，所述的mers结构如下：

所述的磁能恢复开关mers包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管和第一直流电容。其中，所述的第一开关管至所述的第四开关管的每个开关管分别反并联一个二极管,第一开关管的漏极与第一直流电容的正极相连，第一开关管的源极与第三开关管的漏极相连，第二开关管的漏极与第一直流电容的正极相连，第二开关管的源极与第四开关管的漏极相连，第三开关管的源极与第一直流电容的负极相连，第四开关管的源极与第一直流电容的负极相连,所述的第一电子电容电路的两端分别从第一开关管的源极和第二开关管的源极引出。

所述的mers采用间接电压控制：以输入电压相位为参考，通过移相β后得到工频方波信号，触发两组开关轮流导通；同时产生了一个关断信号，其相位滞后电压相位(β-γ)，γ为关断角，得到另一组工频方波信号，与前者“与”后控制开关依次关断。间接电压控制分别调节β和γ，扩大了电容可变范围，同时，随着γ的增大，电容端电压峰值呈现减小趋势，可起到抑制电容电压的效果。

本发明具有以下有益效果：本发明公开了一种动态无线充电最大效率追踪系统。通过调整系统输入电压vin，计算dd/dvin，将之与所提出的追踪准则比较，若符合追踪准则，则可在动态系统中实现最大效率追踪。并使用mers实现动态补偿。相比于传统方法，本发明只需要测量vin和d，不需要额外的设备测量功率等，从而成本低；并且给出了具体的效率追踪准则，因此能够准确追踪不同情况下的最大效率，追踪效果更好。

附图说明

图1：本发明提出的一种动态无线充电最大效率跟踪系统的系统框图；

图2：本发明提出的met的流程图；

图3：本发明提出的mers结构图；

图4：本发明提出的mers的控制框图；

图5：原边电压与电流波形；

图6：副边电压与电流；(a)电压波形；(b)电流波形；

图7：负载和耦合系数变化时效率波动图；(a)k＝0.36,rl变化；(b)k＝0.3,rl变化；(c)k＝0.24,rl变化。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述。

图1给出了一种动态无线充电最大效率追踪系统的总体结构图，所述的无线充电电路包括发送部分和接收部分，发送部分包括依次连接的直流电源、高频逆变器、磁能恢复开关(mers)、开关电阻和发射线圈的寄生电阻、初级线圈；接收部分包括依次连接的次级线圈、mers、接收线圈的寄生电阻、整流滤波电路和boost变换器、电池负载。在mers动态补偿的基础上，将接收部分的整流滤波电路、boost变换器以及负载看作等效负载，系统通过调节输入电压以及判断电路是否符合最大效率追踪准则，调节等效负载值至最优负载值，从而达到最大效率点(mep)。

进一步地，所述的高频逆变器的输入端连接至直流电源的输出端，用于将直流电压逆变为高频电压方波；

进一步地，所述的mers、开关电阻和发射线圈的寄生电阻的输入端连接至所述的高频逆变器的输出端，用于原边动态补偿；

进一步地，所述的初级线圈和所述的次级线圈对称放置，通过耦合方式实现电能的无线传输；

进一步地，所述的mers、接收线圈的寄生电阻的输出端连接至所述的整流滤波电路的输入端；

进一步地，所述的整流滤波电路的输入端连接至所述的次级线圈补偿电容的输出端，用于将所述的次级线圈补偿电容输出的交流电压整流成直流电压；

进一步地，所述的boost变换器的输入端连接至所述的整流滤波电路的输出端，用于稳定输出电压以及最大效率追踪；

进一步地，所述的电池负载的输入端连接至所述的boost变换器的输出端。

图2给出了最大功率追踪方法的流程图，包括以下步骤：

s1，确定系统参数，如rs1、rs2和vdc，并计算

其中，rs1表示逆变器中mosfet的开关电阻和发射线圈的寄生电阻之和；rs2是接收线圈的寄生电阻；vdc为输出电压。β为追踪准则的临界值，为一常数，即追踪准则恒定、唯一；

s2，对高频逆变器施加初始输入电压vin＝0，并在接收端记录相应的占空比d。增加vin，直到d0＝0并且输出电压为vdc。这里输入电压和占空比分别表示为vin0和d0；

s3，进一步轻微地增加vin，记录结果的占空比为d1。根据相邻的两个点(d0和vin0，d1和vin1)计算

s4，将与β进行比较，即判断是否符合追踪准则并继续执行s5或s6；

s5，当时，系统处于过载状态，并会达到最大效率点(vino,d0)。在这种情况下，mep跟踪是完成的，因为dd/dvin随着vin的增加而减小，其值不会到达到β；

最大效率追踪情况下的最优电阻为

其中，ω为线圈l1与l2的谐振频率；m12是线圈l1与l2之间的互感。

在boost的作用下，等效负载通式为

re＝8rl/π²·(1-d²)(4)

其中rl是负载；d为boost变换器的占空比。

由以上两式可知，如果

则永远不会有一个满足re＝re,opt的合适的d，这种状态属于过载状态，系统效率随着re的增加而增加。因此，当d＝0时，re达到可达到的最大值,此时效率达到峰值，最大效率点即为(vino,d0)。

s6，当时，系统处于正常负载状态，vin仍需增加以确定mep。重复s3，直到n＝1，2，3.记录点(vino,d0)，此时达到最大效率。

谐振器的输入电压为

其中，ηac/dc为整流器的效率。

在负载最优情况下，通过把d关于vp微分到一阶，我们得到了

可以看出a为一常数，与负载rl无关。

又有

其中vin为系统的输入电压。可得：

从而要想最大效率追踪，必须满足上式，上式即为效率跟踪准则。

如图3所示，所述的mers包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管和第一直流电容。其中，所述的第一开关管至所述的第四开关管的每个开关管分别反并联一个二极管,第一开关管的漏极与第一直流电容的正极相连，第一开关管的源极与第三开关管的漏极相连，第二开关管的漏极与第一直流电容的正极相连，第二开关管的源极与第四开关管的漏极相连，第三开关管的源极与第一直流电容的负极相连，第四开关管的源极与第一-直流电容的负极相连,所述的第一电子电容电路的两端分别从第一开关管的源极和第二开关管的源极引出。

图4所示为mers采用间接电压控制方法，具体如下：

以输入电压相位为参考，通过移相触发角β后得到工频方波信号，触发两组开关轮流导通；同时产生了一个关断信号，其相位滞后电压相位(β-γ)，γ为关断角，得到另一组工频方波信号，与前者“求与”后控制开关依次关断。间接电压控制分别调节β和γ，扩大了电容的可变范围，同时，随着关断角γ的增大，电容端电压峰值呈现减小的趋势，可以起到抑制电容电压的效果。然而，工作点偏离平衡位置越远，其电流波形畸变越厉害。

图7给出了动态情况下本文所提出的系统与普通结构系统的效率比较。理论上，该方法一旦找到了最大传递效率的最优负荷，即使在不同的负载下，传递效率也将保持不变。但是由于逆变器的效率随负载的增加而略有下降(由于负载功率降低，但开关损耗几乎恒定)，系统效率会随着rl的增加而略有降低。然而，如果不采用该方法，由于不满足最优负载，传输效率会随着rl的增加而急剧下降。结果表明，所提出的的系统效率明显高于普通系统。

综上，本发明的一种动态无线充电最大效率跟踪系统及方法，包括发送部分和接收部分，发送部分包括依次连接的直流电源、高频逆变器、磁能恢复开关(mers)、开关电阻和发射线圈的寄生电阻、初级线圈；接收部分包括依次连接的次级线圈、mers、接收线圈的寄生电阻、整流滤波电路和boost变换器、电池负载。为了克服动态过程中互感变化、负载变化等动态情况，在mers动态补偿的基础上，将接收部分的整流滤波电路、boost变换器以及负载看作等效负载，系统通过调节输入电压以及判断电路是否符合最大效率追踪准则，调节等效负载值至最优负载值，从而达到最大效率点(mep)。并且本发明仅需要测量输入电压以及boost变换器的占空比，不需要额外的设备测量功率等。因而本系统效率高，适用范围广，相比传统方法具有很好的经济性、可靠性。仿真结果表明动态情况下本文所提出结构的效率比普通串联结构的效率高40％以上。

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示意性实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。