线性电源的制作方法

本说明书中公开的发明涉及一种线性电源。

背景技术：

现今，线性电源(诸如ldo[lowdrop-out，低压差]调节器的串联调节器)被用作各种设备中的电源装置。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开第2018-112963号公报；

专利文献2：日本特开第2016-200989号公报。

技术实现要素：

发明解决的技术问题

被供给不是很稳定的输入电压(例如，电池电压)的线性电源必须被配置为提供令人满意的响应特性(即，输入瞬态响应特性)以应对输入电压的瞬态变化。这是因为，在输入瞬态响应特性差的情况下，输入电压的变化导致输出电压的变化，有可能导致负载的特性变差、故障等。尤其，当今，随着线性电源被供给越来越低的电压，在输入瞬态响应特性方面期望线性电源满足日趋严格的要求。

尽管本发明人迄今提出具有增强的输入瞬态响应特性的线性电源(下面指出的专利文献1、2)，当考虑在宽负载范围中的应用时，仍留有待进一步改进的空间。

鉴于本发明人所遇到的上述挑战，本说明书中公开的发明的目的在于，提供一种在宽负载范围内提供增强的输入瞬态响应特性的线性电源。

解决问题的技术方案

根据本说明书中公开的一方面，提供一种线性电源，包括：输出晶体管，其连接在输入电压的输入端与输出电压的输出端之间；驱动器，其被配置为驱动所述输出晶体管，使得与所述输出电压对应的反馈电压保持等于基准电压；电流检测器，其被配置为感测流过所述输出晶体管的输出电流；以及电压调整器，其被配置为调整所述基准电压或所述反馈电压，使得对应于所述输入电压的第一电压与对应于所述输出电压或所述基准电压的第二电压之间的差分电压不低于对应于所述输出电流的偏移电压。

根据本说明书中公开的另一方面，提供一种线性电源，包括：输出晶体管，其连接在输入电压的输入端与输出电压的输出端之间；第一放大器，其被配置为通过放大所述输出电压或对应于所述输出电压的电压与预定的基准电压之间的差来生成第一驱动信号；第二放大器，其被配置为通过放大所述输入电压或对应于所述输入电压的电压与所述输出电压或对应于所述输出电压的电压之间的差来生成第二驱动信号；驱动器，其被配置为根据所述第一驱动信号和所述第二驱动信号来驱动所述输出晶体管；电流检测器，其被配置为通过感测流过所述输出晶体管的输出电流来生成控制信号；以及偏移加算器，其被配置为向所述第二放大器提供与所述控制信号对应的偏移电压。

本发明的其他特征、要素、步骤、益处和特性将通过下面对实施例的详细描述和与之相关的附图变得清楚。

发明的效果

根据本说明书中公开的发明，可以实现一种在宽负载范围内提供增强的输入瞬态响应特性的线性电源。

附图说明

图1是示出比较例的线性电源的图。

图2是示出基准电压固定时观察到的输入瞬态响应特性的图。

图3是示出基准电压被调整时(轻负载区域)观察到的输入瞬态响应特性的图。

图4是示出在重负荷区域观察到的输入瞬态响应特性的图。

图5是示出第一实施例的线性电源的图。

图6是输出电流与输出电压的相关图(基准电压固定)。

图7是输出电流与输出电压的相关图(基准电压被调整，偏移电压固定)。

图8是输出电流与输出电压的相关图(基准电压被调整，偏移电压可变)。

图9是示出第一(或第九)实施例中观察到的输入瞬态响应特性的图。

图10是示出第二实施例的线性电源的图。

图11是示出第三实施例的线性电源的图。

图12是示出第四实施例的线性电源的图。

图13是示出第五实施例的线性电源的图。

图14是示出第六实施例的线性电源的图。

图15是示出第七实施例的线性电源的图。

图16是示出第八实施例的线性电源的图。

图17是示出第一比较例的线性电源的图。

图18是示出在第一比较例中观察到的输入瞬态响应特性的图。

图19是示出第二比较例的线性电源的图。

图20是示出在第二比较例中(轻负载区域)观察到的输入瞬态响应特性的图。

图21是示出在第二比较例中(重负荷区域)观察到的输入瞬态响应特性的图。

图22是示出第九实施例的线性电源的图。

图23是示出第十实施例的线性电源的图。

图24是示出第十一实施例的线性电源的图。

图25是示出第十二实施例的线性电源的图。

图26是示出第十三实施例的线性电源的图。

图27是示出第十四实施例的线性电源的图。

图28是示出第十五实施例的线性电源的图。

图29是车辆的外观图。

具体实施方式

<比较例>

首先，在对与线性电源有关的新的实施例(第一至第八实施例)进行说明之前，对要与其进行比较的比较例进行简要描述。图1是示出比较例的线性电源的图。该比较例的线性电源1包括输出晶体管10、分压器20、驱动器30、以及基准电压调整器40。线性电源1对输入电压vin进行降压以生成期望的输出电压vout。输入电压vin由电池等(未示出)供给，因此不一定稳定。输出电压vout被供给至后续的级中的负载2(即，二次电源、微型计算机等)。线性电源1例如可以用作内置于ic中的基准电压源。

输出晶体管10连接在输入电压vin的输入端与输出电压vout的输出端之间，并且输出晶体管10的导通度(取倒数为其导通状态电阻值)根据来自驱动器30的栅极信号g10来控制。在所示示例中，使用pmosfet(p沟道mosfet)作为输出晶体管10。从而，栅极信号g10越低，输出晶体管10的导通度越高，因此输出电压vout越高；栅极信号g10越高，输出晶体管10的导通度越低，因此输出电压vout越低。作为输出晶体管10，可以代替pmosfet而使用nmosfet，或者可以使用双极型晶体管。

分压器20包括串联连接在输出电压vout的输出端与接地端之间的电阻器21和22(电阻值：r1、r2)，并且从这些电阻器之间的连接节点输出与输出电压vout对应的反馈电压vfb(＝vout×[r2/(r1+r2)])。相反，在输出电压vout落入驱动器30的输入动态范围内的情况下，可以省略分压器20，在那种情况下，作为反馈电压vfb，可以将输出电压vout本身直接输入至驱动器30。

驱动器30通过生成栅极信号g10以使输入至驱动器30的非反相输入端(+)的反馈电压vfb保持等于输入至驱动器30的反相输入端(-)的预定的基准电压vref来驱动输出晶体管10。更具体地，反馈电压vfb与基准电压vref之间的差δv(＝vfb–vref)越大，驱动器30提升栅极信号g10的幅度越大；该差δv越小，驱动器30降低栅极信号g10的幅度越大。

基准电压调整器40包括偏移加算器41、差分放大器42、以及可变电压源43。基准电压调整器40具有调整基准电压vref以使输出晶体管10不进入完全导通状态，换言之，以避免驱动器30将栅极信号g10降低至尽可能低的电平的状态的功能。

偏移加算器41使输出电压vout以预定的偏移电压voffset的量向高电位侧偏移。优选地，将偏移电压voffset设置为低于对线性电源1定义的最小输入输出电压差vsat的电压值(更多细节将后述)。

差分放大器42根据输入至差分放大器42的反相输入端(-)的输入电压vin和输入至差分放大器42的非反相输入端的偏移后的输出电压(＝vout+voffset)来生成可变电压源43的控制信号s43。

可变电压源43包括nmosfet(n沟道mosfet)43a和电阻器43b，并且根据从差分放大器42输出的控制信号s43来调整基准电压vref的电压值。

nmosfet43a连接在驱动器30的反相输入端(-)(即，基准电压vref的输出端)与所述接地端之间，并且nmosfet43a的导通度根据从差分放大器42输出的控制信号s43(即，栅极信号)来控制。从而，控制信号s43越高，流过nmosfet43a的漏极电流i43a越高，而控制信号s43越低，漏极电流i43a越低。

电阻器43b(电阻值：r43b)连接在基准电压vref0(对应于基准电压vref的稳态值)的施加端与驱动器30的反相输入端(-)之间。电阻器43b接收流过nmosfet43a的漏极电流i43a，从而将基准电压vref0降低电阻器43b两端的电压降(＝i43a×r43b)的量，由此生成基准电压vref(＝vref0-i43a×r43b)。即，基准电压vref在i43a＝0a时具有稳态值(＝vref0)，并且漏极电流i43a越高从稳态值下降得越多。

在该实施例的线性电源1中，当输入电压vin与输出电压vout之间的差分电压(vin–vout)高于偏移电压voffset时，控制信号s43保持在低电平，由此保持nmosfet43a截止，并将基准电压vref保持在稳态值。

另一方面，当差分电压(vin–vout)下降至偏移电压voffset时，为了防止进一步下降，提升控制信号s43，由此使漏极电流i43a流过nmosfet43a并将基准电压vref从稳态值降低。

尽管以上描述涉及输出电压vout被偏移的配置，但是，代替地，也可以是输入电压vin被偏移的配置。具体地，如在图1的括号内所示，可以设置有使输入电压vin以偏移电压voffset的量向低电位侧偏移的偏移加算器，使得输出电压vout和偏移后的输入电压(＝vin-voffset)被差动地输入至差分放大器42。

<输入瞬态响应特性(基准电压固定)>

在讨论引入上述所述基准电压调整功能的意义之前，对当基准电压vref具有固定值时观察到的输入瞬态响应特性进行简要描述。

图2是示出在基准电压固定时观察到的输入瞬态响应特性的图。图2在上层示出输入电压vin与输出电压vout之间的关系；在中间层示出基准电压vref(点划线)与反馈电压vfb(实线)之间的关系；并且在下层示出输入电压vin与栅极信号g10之间的关系。

为便于讨论，假设基准电压vref具有固定值。在那种情况下，当输入电压vin下降而直到变得低于目标输出值vtarget(输出电压vout的目标值)时，反馈电压vfb始终保持低于基准电压vref。结果，驱动器30进入其已将栅极信号g10降低至尽可能低的电平的状态，因此输出晶体管10进入完全导通状态(参见时间点t12到时间点t15)。即，驱动器30进入其如同比较器动作的状态。

当从该状态开始输入电压vin急剧上升至高于目标输出值vtarget的电压时，驱动器30倾向于提升栅极信号g10以关断输出晶体管10。然而，难以将现已完全降至低电平的栅极信号g10以立即跟随输入电压vin的急剧变化的方式提升。结果，会在输出晶体管10置于完全导通状态的情况下将输入电压vin原样输出，从而引起输出电压vout的过冲(参见从时间点t15到时间点t17)。这样的过冲可能会导致负载2不正常工作或故障。

输出晶体管10被关断的速度取决于驱动器30的响应速度、驱动器30的输出级中的电流能力、驱动器30中的内部端子的阻抗、输出晶体管10的栅极电容等。另一方面，过冲的收敛时间取决于驱动器30的特性(相位裕度、响应速度)。

<输入瞬态响应特性(基准电压被调整)>

接下来，对当基准电压vref具有可变值时观察到的输入瞬态响应特性进行简要描述。

图3是示出基准电压被调整时观察到的输入瞬态响应特性的图。如同前已述及的图2，图3在上层示出输入电压vin与输出电压vout之间的关系；在中间层示出基准电压vref(点划线)与反馈电压vfb(实线)之间的关系；并且在下层示出输入电压vin与栅极信号g10之间的关系。

在该比较例的线性电源1中，基准电压调整器40监视输入电压vin和输出电压vout两者。当两个电压之间的差分电压(vin–vout)高于偏移电压voffset时，基准电压调整器40将基准电压vref保持在稳态值(参见时间点t22之前或时间点t25之后)；当差分电压(vin–vout)下降至偏移电压voffset时，为了防止进一步下降，基准电压调整器40将基准电压vref从稳态值降低(参见从时间点t22到时间点t25)。

通过上述基准电压调整动作，即使输入电压vin下降，也可以将输出电压vout的目标值恒定地保持为低于输入电压vin。这防止输出晶体管10进入完全导通状态，因此驱动器30将栅极信号g10保持在适当的电压值(例如，vin–vth，其中vth是输出晶体管10的导通阈值电压)。

一旦如此防止输出晶体管10响应于输入电压vin的下降而进入完全导通状态，即使此后输入电压vin急剧上升，也可以将栅极信号g10以立即跟随的方式提升。因此，可以使输出电压vout的过冲最小化。

这里，降低基准电压vref意味着使输出电压vout下降至低于预期的目标值。输出电压vout的下降可能导致连接在后续的级中的负载2的特性退化，因此需要在不会带来不利影响的范围内调整基准电压vref。

一可能的标准是对线性电源1定义的最小输入输出电压差vsat。最小输入输出电压差vsat对应于从线性电源1向负载2稳定地供给预定的输出电流iout所需的最低的输入输出电压差(即，输入电压vin与输出电压vout之间的差分电压(＝vin–vout))。通常，最小输入输出电压差vsat取决于处于完全导通状态的输出晶体管10的导通状态电阻值ron和该状态下流过的输出电流iout的电流值。

鉴于前述内容，可以保险地说，优选地，将偏移电压voffset(对应于响应于输入电压vin的下降的输出电压vout的降低程度)设置为低于最小输入输出电压差vsat的电压值。通过选择这样的电压，即使上述基准电压调整动作导致输出电压vout下降，也不会妨碍线性电源1的稳定动作。

<输入瞬态响应特性(重负载区域)>

尽管在图2和图3中没有提及，输出晶体管10即使是在完全导通状态下也具有导通状态电阻值ron，这不可避免地在其漏极与源极之间产生对应于输出电流iout的漏源电压vds(＝iout×ron)。

这里，在流过输出晶体管10的输出电流iout低且iout×ron<voffset的负载区域(下称轻负载区域)中，上述基准电压调整功能起作用，以便抑制由输入电压vin的急剧变化造成的输出电压vout的过冲。

另一方面，在流过输出晶体管10的输出电流iout高且iout×ron>voffset的负载区域(下称重负载区域)中，输入电压vin与输出电压vout之间的差分电压(vin–vout)不会下降至低于偏移电压voffset。结果，控制信号s43始终处于低电平，因此nmosfet43a保持截止，从而进入使基准电压vref保持在稳态值的状态(即，前述基准电压调整功能不起作用的状态)。

图4是示出在重负载区域中观察到的输入瞬态响应特性的图。如同前已述及的图2和图3，图4在上层示出输入电压vin与输出电压vout之间的关系；在中间层示出基准电压vref(点划线)与反馈电压vfb(实线)之间的关系；并且在下层示出输入电压vin与栅极信号g10之间的关系。

如前已述及，在重载区域中，基准电压调整功能不起作用，基准电压vref保持在稳态值。因此，当输入电压vin下降而直到vin<vtarget+ion×ron时，无法再将输出电压vout保持在目标输出值vtarget，因此反馈电压vfb恒定地保持低于基准电压vref。结果，驱动器30进入其已将栅极信号g10降低至尽可能低的电平的状态，因此输出晶体管10进入完全导通状态(参见从时间点t32到时间点t35)。

当从该状态开始输入电压vin急剧上升而直到vin>vtarget+ion×ron时，驱动器30倾向于提升栅极信号g10以关断输出晶体管10。然而，难以将现已完全降至低电平的栅极信号g10以立即跟随输入电压vin的急剧变化的方式提升。结果，会在输出晶体管10置于完全导通状态的情况下将输入电压vin原样输出，从而引起输出电压vout的过冲(参见从时间点t35到时间点t37)。

如上所述，在重负载区域(图4)中观察到的输入瞬态响应特性与基准电压固定(图2)时的输入瞬态响应特性没有差别，因此基准电压调整功能的引入没有意义。

顺便提及，对上述不便的最简单的解决方案是提升偏移电压voffset。然而，响应于输入电压vin的下降，恒定地提升的偏移电压voffset会致使输出电压vout与负载的轻重无关地大幅下降，从而可能导致特性退化。

下面提出的是为上述不便提供解决方案的各种实施例。

<第一实施例>

图5是示出第一实施例的线性电源的图。该实施例的线性电源1基于前述的比较例(图1)，并且还包括电流检测器50。虽然在图5中可变电压源43由单个电路符号表示，但实际上其具有如图1所示的内部配置。

基准电压调整器40调整基准电压vref，使得输入电压vin与输出电压vout之间的差分电压(＝vin–vout)不低于偏移电压voffset。更具体地，当差分电压(＝vin–vout)高于偏移电压voffset时，基准电压调整器40将基准电压vref保持在稳态值；当差分电压(＝vin–vout)下降至偏移电压voffset时，为了防止进一步下降，基准电压调整器40将基准电压vref从稳态值降低。该基本动作与前述比较例(图1)中的没有差别。

电流检测器50感测流过输出晶体管10的输出电流iout，并且将与其电流值对应的感测电流(例如，对应于输出电流iout的1/m的感测电流或这样的感测电流的镜像电流)输出至偏移加算器41。

偏移加算器41是将输出电压vout以偏移电压voffset的量向高电位侧偏移的电路块，并且额外具有根据来自电流检测器50的控制信号来可变地控制偏移电压voffset的功能。输出电流iout越高，偏移电压voffset越高；输出电流iout越低，偏移电压voffset越低。

图6至图8分别是输出电流iout(横轴)与输出电压vout(纵轴)的相关图。图6描绘出vref固定时观察到的输出行为，图7描绘出vref被调整(voffset固定)时观察到的输出行为(即，在比较例中观察到的输出行为)。另一方面，图8描绘出vref被调整(voffset可变)时观察到的输出行为(即，在第一实施例中观察到的输出行为)。为了比较，图7和图8也用虚线示出vref固定时的输出行为(图6)。将在下面对第一实施例(图5)的优点的讨论中对这些图进行对比研究。

首先，对图6所示的输出行为(vref固定)进行描述。在这种情况下，随着输入电压vin的下降，输出晶体管10可以不受限制地进入完全导通状态；因此，仅发生与输出电流iout和输出晶体管10的导通状态电阻值ron对应的电压降(＝iout×ron)。从而，根据驱动器30的特性，在任意的负载条件下，输出电压vout均可能遭受过冲。

接下来，对图7(vref被调整(voffset固定)所示的输出行为进行描述。在这种情况下，在轻负载区域(iout<voffset/ron)中，即使输入电压vin下降，前述基准电压调整功能也起作用，使得输入电压vin与输出电压vout之间的差分电压(＝vin-vout)不低于偏移电压voffset。从而，输出晶体管10不会进入完全导通状态，并且防止输出电压vout遭受过冲。

然而，在重负载区域(iout>voffset/ron)中，基准电压调整功能不再起作用。从而，随着输入电压vin的下降，输出晶体管10可能进入完全导通状态，因此输出电压vout可能遭受过冲。提高偏移电压voffset可以拓宽基准电压调整功能的负载范围，但是，如前所述，作为效益背反现象，轻负载下的输出大幅下降。

接下来，对图8(vref被调整(voffset可变))所示的输出行为进行描述。在这种情况下，偏移电压voffset被可变地控制，以便在整个负载区域使偏移电压voffset满足iout×ron<voffset，加之，输出电流iout越高，偏移电压voffset越高，输出电流iout越低，偏移电压voffset越低。

从而，当输入电压vin下降时，前述基准电压调整功能与负载条件无关地起作用。结果，可以防止输出晶体管10在宽的负载区域进入完全导通状态，进而在宽的负载区域抑制输出电压vout的过冲，由此提高线性电源1的输入瞬态响应特性。

此外，偏移电压voffset根据输出电流iout而被设置为最小，因此，尤其在没有负载(iout＝0a)或在轻负载区域(iout<voffset/ron)中，可以防止输出电压vout的不必要的下降。

图9是示出在第一实施例(vref被调整(voffset可变))中观察到的输入瞬态响应特性的图。图9在上层示出输入电压vin与输出电压vout之间的关系，并且在下层示出输入电压vin与栅极信号g10之间的关系。

根据该实施例的线性电源1，通过前述基准电压调整动作，即使在输入电压vin下降时，也可以将输出电压vout的目标值保持得一直低于输入电压vin。因此，输出晶体管10不会进入完全导通状态，并且栅极信号g10保持在适当的电压值。当然，随着负载越来越重，栅极信号g10下降以使越来越高的输出电流iout流过，即使如此，栅极信号g10也不会被降低至驱动器30尽可能达到的低的电平。

如此防止输出晶体管10响应于输入电压vin的下降而进入完全导通状态，即使此后输入电压vin急剧上升，也可以以立即跟随急剧变化的方式提升栅极信号g10。因此，可以使输出电压vout的过冲最小化。

此外，在该实施例的线性电源1中，根据输出电流iout，偏移电压voffset被可变地控制。这有助于负载越轻(输出电流iout越低)将输出电压vout(即，偏移电压voffset)的降低程度保持得越小。因此，可以保持适当的输出电压vout。

<第二实施例>

图10是示出第二实施例的线性电源的图。该实施例的线性电源1基于前述的第一实施例(图5)，并且包括恒压源60和反馈电压调整器70，而不是基准电压调整器40。

恒压源60生成预定的基准电压vref并将其输出至驱动器30的反相输入端(-)。

反馈电压调整器70是调整反馈电压fb的电路块以使输入电压vin与输出电压vout之间的差分电压(＝vin-vout)不低于偏移电压voffset。反馈电压调整器70包括偏移加算器71、差分放大器72、以及可变电压源73。

偏移加算器71是将输出电压vout以偏移电压voffset的量向高电位侧偏移的电路块，并且如同前述的第一实施例(图5)具有根据来自电流检测器50的控制信号来可变地控制偏移电压voffset的功能。具体地，输出电流iout越高，偏移电压voffset越高；输出电流iout越低，输出电流iout越低。

差分放大器72根据输入至差分放大器72的反相输入端(-)的输入电压vin和输入至差分放大器72的非反相输入端(+)的偏移后的输出电压(＝vout+voffset)来生成可变电压源73的控制信号s73。

可变电压源73根据从差分放大器72输出的控制信号s73来调整反馈电压fb的电压值。更具体地，在控制信号s73保持在低电平的期间，可变电压源73不对反馈电压fb进行偏移而是将其原样输入至驱动器30的非反相输入端(+)；当控制信号s73从低电平上升时，控制信号s73的电压值越高，可变电压源73将反馈电压fb向高电位侧偏移得越多。

即，当差分电压(＝vin-vout)高于偏移电压voffset时，反馈电压调整器70将反馈电压fb原样传递至驱动器30；当差分电压(＝vin-vout)下降至偏移电压voffset时，为了防止差分电压(＝vin-vout)进一步下降，反馈电压调整器70在将反馈电压vfb提升后将其传递至驱动器30。

如此，可以通过调整反馈电压vfb而不是调整基准电压vref来防止输出晶体管10进入完全导通状态。

<第三实施例>

图11是示出第三实施例的线性电源的图。该实施例的线性电源1基于前述的第一实施例(图5)，并且还包括从输入电压vin生成分压输入电压vin2的分压器20a。对于到基准电压调整器40的差分输入信号，代替输入电压vin而使用分压输入电压vin2，并且代替输出电压vout而使用基准电压vref。图11示出与比较例(图1)相同的电路元件(nmosfet43a和电阻器43b)作为可变电压源43。

分压器20a包括串联连接在输入电压vin的施加端与接地端之间的电阻器23和24(电阻值：r3、r4)，并且从这些电阻器之间的连接节点输出与输入电压vin对应的vin2(＝vin×[r4/(r3+r4)])。

这里，适当地选择电阻器21至24，使得r1:r2＝r3:r4实现等效于基准电压调整器40被差动地输入输入电压vin和输出电压vout的配置，从而可以达到与前述第一实施例(图5)相同的效果。

图11描绘出pmosfet51作为电流检测器50的具体的电路元件。pmosfet51的源极和栅极以及输出晶体管10的源极和栅极分别连接在一起。因此，通过pmosfet51的漏极使对应于输出电流iout的1/m的感测电流i51流过，并且感测电流i51作为前述的控制信号被输出至偏移加算器41。在输出晶体管与pmosfet51的尺寸比为m:1(其中m>1)的情况下，前述感测电流i51等于输出电流iout的1/m。

如图11中的气球框所示，电流检测器50还可以包括pmosfet52和53、以及电流源54作为使pmosfet51的漏极电压保持等于输出晶体管10的漏极电压(即，输出电压vout)的偏置装置。

pmosfet52的源极连接至pmosfet51的漏极。pmosfet53的源极连接至输出晶体管50的漏极(即，输出电压vout的施加端)。pmosfet52和pmosfet53各自的栅极都连接至pmosfet53的漏极。pmosfet53的漏极连接至电流源54的第一端。电流源54的第二端连接至接地端。

设置如上所述的偏置装置有助于使pmosfet51的漏源电压保持等于输出晶体管10的漏源电压。因此，可以更准确地生成与输出电流iout对应的感测电流i51(进而，到偏移加算器41的控制信号)。

<第四实施例>

图12是示出第四实施例的线性电源的图。该实施例的线性电源1基于前述的第三实施例(图11)，但对其进行了一些变更。

首先，基准电压调节器40包括将分压输入电压vin2以偏移电压voffset的量向低电位侧偏移的偏移加算器41a，而不是将基准电压vref以偏移电压voffset的量向高电位侧偏移的偏移加算器41。即，差分放大器42被差动地输入基准电压vref和偏移后的分压输入电压(＝vin2-voffset)。如此，可以从分压输入电压vin2减去偏移电压voffset，而不是将偏移电压voffset加到基准电压vref。

此外，电流检测器50还包括nmosfet55和nmosfet56作为用于生成与感测电流i51对应的镜像电流i55的电流镜。nmosfet56的漏极连接至pmosfet51的漏极(即，感测电流i51的输出端)。nmosfet55和nmosfet56各自的栅极连接至nmosfet56.的漏极。nmosfet55和nmosfet56各自的源极连接至接地端。nmosfet55的漏极作为镜像电流i55的输出端连接至偏移加算器41a。如此，可以使用与感测电流i51对应的镜像电流i55作为偏移加算器41a的控制信号。

<第五实施例>

图13是示出第五实施例的线性电源的图。该实施例的线性电源1基于前述的第二实施例(图10)，但对其进行了一些变更。

首先，如同在前述的第三实施例和第四实施例(分别是图11和图12)中，线性电源1还包括从输入电压vin生成分压输入电压vin2的分压器20a。作为到反馈电压调整器70的差分输入信号，代替输入电压vin而使用分压输入电压vin2，并且代替输出电压vout而使用基准电压vref。这里，r1:r2＝r3:r4同样如前述成立。

此外，反馈电压调整器70包括将分压输入电压vin2以偏移电压voffset的量向低电位侧偏移的偏移加算器71a，而不是将输出电压vout以偏移电压voffset的量向高电位侧偏移的偏移加算器71。即，差分放大器72被差动地输入基准电压vref和偏移后的分压输入电压(＝vin2-voffset)。如此，可以从分压输入电压vin2减去偏移电压voffset，而不是偏移电压voffset加到基准电压vref。

进一步地，可变电压源73包括基于从差分放大器72输出的控制信号s73来控制导通度的pmosfet73a。pmosfet73a的栅极连接至差分放大器72的输出端(即，控制信号的施加端)。pmosfet73a的漏极(漏极电流i73a的输出端)连接至反馈电压vfb的施加端(电阻器21与电阻器22之间的连接节点)。pmosfet73a的源极连接至具有足够的电流能力供给漏极电流i73a的内部电源。

使用pmosfet73a作为可变电压源73使得差分放大器72的输入极性反转。更具体地，差分放大器72的反相输入端(-)被输入基准电压vref，而差分放大器72的非反相输入端(+)被输入偏移后的分压输入电压(＝vin2-voffset)。

通过这种配置，根据流过pmosfet73a的漏极电流i73a，可以调整反馈电压fb。具体地，在控制信号s73被保持在高电平的期间，pmosfet73a截止，因此漏极电流i73a不会流过。从而，反馈电压fb不会被偏移而是被原样输出至驱动器30的非反相输入端(+)。另一方面，当控制信号s73从高电平下降时，其电压值越低，pmosfet73a的导通度越高，因此流过电阻器22的漏极电流i73a越高；因此，反馈电压fb相应地向高电位侧偏移。

此外，如同在前述的第四实施例(图12)中，电流检测器50包括pmosfet51以及nmosfet55和nmosfet56，并且将前述的镜像电流i55输出至偏移加算器71a。如此，例如，可以使用与感测电流i51对应的镜像电流i55作为偏移加算器71a的控制信号。

<第六实施例>

图14是示出第六实施例的线性电源的图。该实施例的线性电源1基于前述的第四实施例(图12)，并且包括电阻器25(电阻值：r5)，而不是偏移加算器41a。电阻器25作为分压器20a的电路元件连接在用于输入电压vin的施加端与电阻器23之间。在电流检测器50中，从输入电压vin的输出端(即，电阻器23与24之间的连接节点)朝向接地端汲取镜像电流i55。

这里，通过适当地选择电阻器21至24以使r1:r2＝r3:r4成立，由于电阻器25的插入引起的电阻比的偏差，可以生成偏移电压voffset。

<第七实施例>

图15是示出第七实施例的线性电源的图。该实施例的线性电源1基于前述的第四实施例(图12)，但对其进行了一些变更。

首先，差分放大器42的非反相输入端(+)被输入反馈电压vfb(即，输出电压vout的分压)，而不是基准电压vref。如此，在基准电压调整器40中，可以调整基准电压vref，使得分压输入电压vin2与反馈电压vfb之间的差分电压(＝vin2-vfb)不低于偏移电压voffset。

此外，基准电压调整器40还包括连接在基准电压vref的输出端与接地端之间的电阻器43c(电阻值：r43c)。在这种情况下，基准电压vref的稳态值(即，当漏极电流i43a等于0a时的原样的基准电压vref)等于vref0×[r43c/(r43b+r43c)]。如此，可以通过对给定的恒定电压(vref0)进行分压来设置基准电压vref的稳态值。

<第八实施例>

图16是示出第八实施例的线性电源的图。该实施例的线性电源1基于前述的第三实施例(图11)，但基准电压调整器40中的nmosfet43a被替换为pmosfet43d。控制信号s43越高，流过pmosfet43d的源电流i43d越低；控制信号s43越低，流过pmosfet43d的源电流i43d越高。

上述变更使得差分放大器42的输入极性反转。更具体地，差分放大器42根据输入出至差分放大器42的非反相输入端(+)的输入电压vin和输入至差分放大器42的反相输入端(-)的偏移后的输出电压(＝vout+voffset)来生成可变电压源43的控制信号s43(即，pmosfet43d的栅极信号)。

该实施例的线性电源1可以实现与前述第三实施例(图11)相同的作用和效果。

<第一至第八实施例的组合>

除非相矛盾，上述第一至第八实施例可以以任意的组合来实施。例如，在第四、第六或第七实施例(分别为图12、14或15)中，可以将nmosfet43a替换为pmosfet43d，并使差分放大器42的输入极性反转。

接下来，在对其他新的实施例(第九至第十五实施例)进行说明之前，对要与其进行比较的比较例进行简要描述。

<第一比较例>

图17是示出第一比较例的线性电源的图。第一比较例的线性电源101包括输出晶体管110、分压器120、放大器130、以及基准电压生成器140。线性电源101对输入电压vin进行降压以生成期望的输出电压vout。输入电压vin由电池等(未示出)供给，因此不一定稳定。输出电压vout被供给至后续的级中的负载102(即，二次电源、微型计算机等)。线性电源101例如可以用作内置于ic中的基准电压源。

输出晶体管110连接在输入电压vin的输入端与输出电压vout的输出端之间，并且输出晶体管110的导通度(取倒数为其导通状态电阻值)根据来自放大器130的栅极信号g10来控制。在所示示例中，使用pmosfet(p沟道mosfet)作为输出晶体管110。从而，栅极信号g10越低，输出晶体管110的导通度越高，因此输出电压vout越高；栅极信号g10越高，输出晶体管110的导通度越低，因此输出电压vout越低。作为输出晶体管110，可以代替pmosfet而使用nmosfet，或者可以使用双极型晶体管。

分压器120包括串联连接在输出电压vout的输出端与接地端之间的电阻器121和122(电阻值：r1、r2)，并且从这些电阻器之间的连接节点输出与输出电压vout对应的反馈电压vfb(＝vout×[r2/(r1+r2)])。替代地，在输出电压vout落入放大器130的输入动态范围内的情况下，可以省略分压器120，在那种情况下，作为反馈电压vfb，可以将输出电压vout本身直接输入至放大器30。

放大器130通过生成栅极信号g10以使输入至放大器130的非反相输入端(+)的反馈电压vfb保持等于输入至放大器130的反相输入端(-)的预定的基准电压vref来驱动输出晶体管110。更具体地，反馈电压vfb与基准电压vref之间的差δv(＝vfb–vref)越大，放大器130提升栅极信号g10的幅度越大；该差δv越小，放大器130降低栅极信号g10的幅度越大。

基准电压生成器140从输入电压vin生成基准电压vref(固定值)。作为基准电压生成器140，例如，可以适宜地使用具有低电源依赖性和低温度依赖性的带隙电压源。

<输入瞬态响应特性(第一比较例)

图18是示出在第一比较例中观察到的输入瞬态响应特性的图。图18在上层描绘出输入电压vin与输出电压vout之间的关系，并在下层描绘出输入电压vin与栅极信号g10之间的关系。

在基准vref具有固定值的情况下，当输入电压vin下降而直到变得低于目标输出值vtarget(输出电压vout的目标值)时，反馈电压vfb恒定地保持低于基准电压vref。结果，放大器130进入其已将栅极信号g10降低至尽可能低的电平的状态，因此输出晶体管110进入完全导通状态(参见从时间点t112到时间点t115)。即，放大器130进入其如同比较器动作的状态。

当从该状态开始输入电压vin急剧上升至高于目标输出值vtarget的电压时，放大器130倾向于提升栅极信号g10以关断输出晶体管110。然而，难以将现已完全降至低电平的栅极信号g10以立即跟随输入电压vin的急剧变化的方式提升。结果，会在输出晶体管110置于完全导通状态的情况下将输入电压vin原样输出，从而引起输出电压vout的过冲(参见从时间点t115到时间点t117)。这样的过冲可能会导致负载102不正常工作或故障。

输出晶体管110被关断的速度取决于放大器130的响应速度、放大器130的输出级中的电流能力、放大器130中的内部端子的阻抗、输出晶体管110的栅极电容等。另一方面，过冲的收敛时间取决于放大器130的特性(相位裕度、响应速度)。

<第二比较例>

图19是示出第二比较例的线性电源的图。第二比较例的线性电源101包括输出晶体管110、分压器120、放大器131和放大器132、基准电压生成器140、偏移加算器150、以及栅极驱动器160。线性电源101对输入电压vin进行降压以生成期望的输出电压vout。如前述的这样的电路元件用与图17中相同的附图标记标识，重复之处不再赘述。

放大器131通过放大输入至放大器131的反相输入端(-)的反馈电压vfb与输入至放大器131的非反相输入端(+)的基准电压vref之间的差(＝vref-vfb)来输出栅极信号g1(对应于第一驱动信号)。放大器131构成用于使反馈电压vfb和基准电压vref保持相等的第一输出反馈回路。

放大器132通过放大输入至放大器132的非反相输入端(+)的输入电压vin与输入至放大器132的反相输入端(-)的偏移后的输出电压(＝vout+voffset)之间的差(＝vin-(vout+voffset))来输出栅极信号g2(对应于第二驱动信号)。放大器132构成用于使输入电压vin和偏移后的输出电压(＝vout+voffset)保持相等的第二输出反馈回路。

偏移加算器150是为放大器132供给预定的偏移电压voffset的电路块。更具体地，例如，偏移加算器150在将输出电压vout以预定的偏移电压voffset的量向高电位侧偏移后将其输出至放大器132的非反相输入端(+)。优选地，偏移电压voffset被设置为低于对线性电源101定义的最小输入输出电压差vsat的电压值。

栅极驱动器160是并行接收栅极信号g1和g2作为两通道输出反馈信号以根据栅极信号g1和g2生成输出晶体管110的栅极信号g10的电路块，放大器131的输出端转接到该栅极驱动器160而不是直接连接至输出晶体管110的栅极。栅极驱动器160包括pmosfet161和pmosfet162、电流源163、以及电阻器164。

pmosfet161的源极连接至输入电压vin的输入端。pmosfet161的漏极连接至输出晶体管110的栅极。pmosfet161的栅极连接至栅极信号g1的施加端(即，放大器131的输出端)。因此，pmosfet61的导通度随栅极信号g1而变化。

pmosfet162的源极连接至输入电压vin的输入端。pmosfet162的漏极连接至输出晶体管110的栅极。pmosfet162的栅极连接至栅极信号g2的施加端(即，放大器132的输出端)。因此，pmosfet162的导通度随栅极信号g2而变化。

电流源163连接在输出晶体管110的栅极与接地端之间，并且生成预定的恒定电流。

电阻器164是连接在输入电压vin的输入端与输出晶体管110的栅极之间的高电阻值(例如，几兆欧)的电阻器。

<输入瞬态响应特性(轻负载区域)>

图20是示出在第二比较例中(轻负载区域)观察到的输入瞬态响应特性的图。如同前已述及的图18，图20在上层描绘出输入电压vin与输出电压vout之间的关系，并且在下层描绘出输入电压vin与栅极信号g10之间的关系。

当输入电压vin与输出电压vout之间的差分电压(＝vin-vout)高于偏移电压voffset时，放大器132保持栅极信号g2被提升至高电平的状态，因此pmosfet162截止。从而，放大器131执行一般的输出反馈控制(参见时间点t122之前或在时间点t125之后)。

另一方面，当输入电压vin与输出电压vout之间的差分电压(＝vin-vout)下降至偏移电压voffset时，放大器132以施加输出反馈控制的方式进行动作，使得输入电压vin和偏移后的输出电压(＝vout+voffset)虚短路在一起。具体地，改变pmosfet162的导通度，使得输入电压vin与输出电压vout之间的差分电压(＝vin-vout)不会变得高于偏移电压voffset(参见从时间点t122到时间点t125))。

结果，输出晶体管110的栅极信号g10将变化为在相对于输入电压vin保持恒定的电位差的同时跟随输入电压vin。即，栅极信号g10不再固定在低电平，因此输出晶体管110不会进入完全导通状态。

一旦如此防止输出晶体管110响应于输入电压vin的下降而进入完全导通状态，即使此后输入电压vin急剧上升，也可以将栅极信号g10以立即跟随的方式提升。因此，可以使输出电压vout的过冲最小化。

保持输入电压vin与输出电压vout之间的差分电压(＝vin-vout)等于偏移电压voffset意味着，随着输入电压vin的下降，输出电压vout下降至低于预期的目标输出值vtarget。输出电压vout的下降可能导致连接在后续的级中的负载102的特性退化，因此需要在不会带来不利影响的范围内调整偏移电压voffset。

一可能的标准是对线性电源101定义的最小输入输出电压差vsat。最小输入输出电压差vsat对应于从线性电源101向负载102稳定地供给预定的输出电流iout所需的最低的输入输出电压差(即，输入电压vin与输出电压vout之间的差分电压(＝vin–vout))；通常，最小输入输出电压差vsat取决于处于完全导通状态的输出晶体管110的导通状态电阻值ron和在该状态下流过的输出电流iout的电流值。

鉴于前述内容，可以保险地说，优选地，将偏移电压voffset(对应于响应于输入电压vin的下降的输出电压vout的降低程度)设置为低于最小输入输出电压差vsat的电压值。通过选择这样的电压，即使上述基准电压调整动作导致输出电压vout下降，也不会妨碍线性电源1的稳定动作。

<输入瞬态响应特性(重负载区域)>

尽管在图18和图20中没有提及，输出晶体管110即使是在完全导通状态下也具有导通状态电阻值ron，这不可避免地在其漏极与源极之间产生对应于输出电流iout的漏源电压vds(＝iout×ron)。

这里，在流过输出晶体管110的输出电流iout低且iout×ron<voffset的负载区域(下称轻负载区域)中，放大器132的输出反馈控制有效地起作用，以便抑制由输入电压vin的急剧变化造成的输出电压vout的过冲。

另一方面，在流过输出晶体管110的输出电流iout高且iout×ron>voffset的负载区域(下称重负载区域)中，输入电压vin与输出电压vout之间的差分电压(vin–vout)不会低于偏移电压voffset。结果，栅极信号g2恒定地处于高电平，因此nmosfet43a保持截止，从而进入放大器132的输出反馈控制不起作用的状态。

图21是示出在第二比较例中(重负载区域)观察到的输入瞬态响应特性的图。如同前已述及的图18和图20，图21在上层示出输入电压vin与输出电压vout之间的关系，并且在下层示出输入电压vin与栅极信号g10之间的关系。

如前所述，在重负载区域中，放大器132的输出反馈控制不起作用。因此，当输入电压vin下降而直到vin<vtarget+ion×ron时，无法再将输出电压vout保持在目标输出值vtarget，而反馈电压vfb恒定地保持低于基准电压vref。结果，放大器131保持栅极信号g1被提升至高电平的状态，因此pmosfet161截止。因此，栅极信号g10保持被电流源163降低至低电平的状态，因而输出晶体管110进入完全导通状态(参见从时间点t132到时间点t135)。

当从该状态开始输入电压vin急剧上升而直到vin>vtarget+ion×ron时，放大器131倾向于降低栅极信号g1以提高pmosfet161的导通度，从而提升栅极信号g10以关断输出晶体管110。然而，难以将现已完全降至低电平的栅极信号g10以立即跟随输入电压vin的急剧变化的方式提升。结果，在输出晶体管110处于完全导通状态的情况下，输入电压vin照原样输出，从而导致输出电压vout的过冲(参见从时间点t135到时间点t137)。

如上所述，在重负载区域(图21)中观察到的输入瞬态响应特性与第一比较例(图18)中的输入瞬态响应特性没有差别。

顺便提及，对上述不便的最简单的解决方案是提升偏移电压voffset。然而，响应于输入电压vin的下降，恒定地提升的偏移电压voffset会致使输出电压vout与负载的轻重无关地大幅下降，从而可能导致特性退化。

下面提出的是为上述不便提供解决方案的各种实施例。

<第九实施例>

图22是示出第九实施例的线性电源的图。该实施例的线性电源101基于前述的第二比较例(图19)，并且还包括电流检测器170。

电流检测器170感测流过输出晶体管110的输出电流iout，并且将与其电流值对应的感测电流(例如，对应于输出电流iout的1/m的感测电流或这样的感测电流的镜像电流；更多细节将后述)输出至偏移加算器150。

偏移加算器150是将输出电压vout以偏移电压voffset的量向高电位侧偏移的电路块，并且额外具有根据来自电流检测器170的控制信号来可变地控制偏移电压voffset的功能。输出电流iout越高，偏移电压voffset越高；输出电流iout越低，偏移电压voffset越低。

前已述及的图6至图8分别是输出电流iout(横轴)与输出电压vout(纵轴)的相关图。图6可以被理解为描绘出在第一比较例中观察到的输出行为，图7可以被理解为描绘出在第二比较例(voffset固定)中观察到的输出行为。另一方面，图8可以被理解为描绘出在第九实施例(voffset可变)中观察到的输出行为。为了比较，图7和8也用虚线示出在第一比较例(图6)中观察到的输出行为。将在下面对第九实施例的优点的讨论中对这些图进行对比研究。

首先，对图6(第一比较例)所示的输出行为进行描述。在这种情况下，随着输入电压vin的下降，输出晶体管110可以不受限制地进入完全导通状态；因此，仅发生与输出电流iout和输出晶体管110的导通状态电阻值ron对应的电压降(＝iout×ron)。从而，根据放大器130的特性，在任意的负载条件下，输出电压vout均可能遭受过冲。

接下来，对图7(第二比较例，voffset固定)所示的输出行为进行描述。在这种情况下，在轻负载区域(iout<voffset/ron)中，即使输入电压vin下降，放大器132的输出反馈控制也起作用，使得输入电压vin与输出电压vout之间的差分电压(＝vin-vout)不低于偏移电压voffset。从而，输出晶体管110不会进入完全导通状态，并且防止输出电压vout遭受过冲。

然而，在重负载区域(iout>voffset/ron)中，放大器132不再有效地动作。从而，随着输入电压vin的下降，输出晶体管110可能进入完全导通状态，因此输出电压vout可能遭受过冲。提高偏移电压voffset可以拓宽放大器132有效动作的负载范围，但是，如前所述，作为效益背反现象，轻负载下的输出大幅下降。

接下来，对图8(第九实施例，voffset可变)所示的输出行为进行描述。在这种情况下，偏移电压voffset被可变地控制，以便在整个负载区域使偏移电压voffset满足iout×ron<voffset，加之，输出电流iout越高，偏移电压voffset越高，输出电流iout越低，偏移电压voffset越低。

从而，当输入电压vin下降时，放大器132的输出反馈控制与负载条件无关地有效地起作用。结果，可以在宽的负载区域防止输出晶体管110进入完全导通状态，进而在宽的负载区域抑制输出电压vout的过冲，由此提高线性电源1的输入瞬态响应特性。

此外，偏移电压voffset根据输出电流iout而被设置为最小，因此，尤其在没有负载(iout＝0a)或在轻负载区域(iout<voffset/ron)中，可以防止输出电压vout的不必要的下降。

前已述及的图9可以被理解为示出在第九实施例(voffset可变)中观察到的输入瞬态响应特性的图的图。图9在上层示出输入电压vin和输出电压vout之间的关系，并且在下层示出输入电压vin与栅极信号g10之间的关系。

根据该实施例的线性电源101，通过放大器132的上述动作，即使在输入电压vin下降时，也可以将输入电压vin与输出电压vout之间的差分电压(＝vin-vout)保持为等于偏移电压voffset。因此，输出晶体管110不会进入完全导通状态，并且栅极信号g10保持在适当的电压值。当然，随着负载越来越重，栅极信号g10下降以使越来越高的输出电流iout流过；即使如此，栅极信号g10也不会被降低至接地电平。

另一方面，当输入电压vin与输出电压vout之间的差分电压(＝vin-vout)下降至偏移电压voffset时，通过放大器132的动作，施加输出反馈控制，使得输入电压vin和偏移后的输出电压(＝vout+voffset)虚短路在一起。具体地，改变pmosfet162的导通度，使得输入电压vin与输出电压vout之间的差分电压(＝vin-vout)不会变得高于偏移电压voffset(参见前已述及的图20中从时间点t122到时间点t125)。

结果，输出晶体管110的栅极信号g10将变化为在相对于输入电压vin保持预定的电位差的同时跟随输入电压vin。即，栅极信号g10不再固定在低电平，因此输出晶体管110不会进入完全导通状态。

如此防止输出晶体管10响应于输入电压vin的下降而进入完全导通状态，即使此后输入电压vin急剧上升，也可以以立即跟随急剧变化的方式提升栅极信号g10。因此，可以使输出电压vout的过冲最小化。

此外，在该实施例的线性电源101中，根据输出电流iout，偏移电压voffset被可变地控制。这有助于负载越轻(输出电流iout越低)将输出电压vout(即，偏移电压voffset)的降低程度保持得越小。因此，可以保持适当的输出电压vout。

<第十实施例>

图23是示出第十实施例的线性电源的图。该实施例的线性电源101基于前述的第九实施例(图22)，并且包括使输入电压vin偏移的偏移加算器150a，而不是使输出电压vout偏移的偏移加算器150。

更具体地，偏移加算器150a在将输入电压vin以偏移电压voffset的量向低电位侧偏移后将其输出至放大器132的非反相输入端(+)。此外，如在第九实施例(图22)中前述的，偏移加算器150a具有根据来自电流检测器170的控制信号来可变地控制偏移电压voffset的功能。具体地，输出电流iout越高，偏移电压voffset越高；输出电流iout越低，偏移电压voffset越低。

放大器132通过放大输入至放大器132的非反相输入端(+)的偏移后的输入电压(＝vin-voffset)与输入至放大器132的反相输入端(-)的输出电压vout之间的差来生成栅极信号g2。

从而，当输入电压vin与输出电压vout之间的差分电压(＝vin-vout)下降至偏移电压voffset时，通过放大器132的动作，施加输出反馈控制，使得偏移后的输入电压(＝vin-voffset)和输出电压vout虚短路在一起。结果，输出晶体管110的栅极信号g10将变化为在相对于输入电压vin保持预定的电位差的同时跟随输入电压vin。即，栅极信号g10不再固定在低电平，因此输出晶体管110不会进入完全导通状态。

如此，可以从输入电压vin减去偏移电压voffset，而不是将偏移电压voffset加到输出电压vout。

<第十一实施例>

图24是示出第十一实施例的线性电源的图。该实施例的线性电源101基于前述的第九实施例(图22)，并且还包括从输入电压vin生成分压输入电压vin2的分压器120a。放大器132代替输入电压vin而被输入分压输入电压vin2，并且代替输出电压vout而被输入反馈电压vfb。从而，在偏移加算器150中，不是输出电压vout而是反馈电压vfb被偏移电压voffset移向高电位侧。即，向放大器132的反相输入端(-)被输入偏移后的反馈电压(＝vfb+voffset)。

分压器120a包括串联连接在输入电压vin的施加端与接地端之间的电阻器123和124(电阻值：r3、r4)，并且从这些电阻器之间的连接节点输出与输入电压vin对应的分压输入电压vin2(＝vin×[r4/(r3+r4)])。

这里，适当地选择电阻器121至124，使得r1:r2＝r3:r4实现等效于放大器132被差动地输入输入电压vin和输出电压vout的配置，从而可以达到与前述第九实施例(图22)相同的效果。

输入至放大器132的反相输入端(-)的电压不限于反馈电压fb，而可以是以行为如同输出电压vout的方式变化的任意的电压。例如，可以以不同于分压器120中的分压比的分压比对输出电压vout进行分压，以便可以将分压输出电压输入至放大器132的反相输入端(-)。

<第十二实施例>

图25是示出第十二实施例的线性电源的图。该实施例的线性电源101基于前述的第九实施例(图22)，并且对栅极驱动器160的配置进行了变更。更具体地，栅极驱动器160包括pnp型双极晶体管165和pnp型双极晶体管166，而不是pmosfet161和pmosfet162。

其互连关系如下。晶体管165和晶体管166各自的发射极连接至输入电压vin的输入端。晶体管165和晶体管166各自的集电极连接至输出晶体管110的栅极。晶体管165和晶体管166各自的基极分别连接至放大器131和放大器132的输出端。

如此，pmosfet161和pmosfet162可以被替换为pnp型双极型晶体管165和pnp型双极型晶体管166。在这种配置中，栅极信号g1和栅极信号g2可以被理解为基极信号。

如图25中的括号内所示，用于生成栅极驱动器160的驱动电流的电流源163可以被替换为电阻器等。

<第十三实施例>

图26是示出第十三实施例的线性电源的图。该实施例的线性电源101基于前述的第九实施例(图22)，并且对栅极驱动器160的配置进行了变更。具体地，栅极驱动器160包括nmosfet167和nmosfet168以及电流源169，而不是pmosfet161和pmosfet162以及电流源163。

其互连关系如下。电流源169的第一端连接至用于输入电压vin的输入端。电流源169的第二端和nmosfet168的漏极连接至输出晶体管110的栅极。nmosfet168的源极连接至nmosfet167的漏极。nmosfet167的源极连接至接地端。nmosfet167和nmosfet168各自的栅极分别连接至放大器131和放大器132的输出端。

当输入电压vin与输出电压vout之间的差分电压(＝vin-vout)高于偏移电压voffset时，nmosfet168处于完全导通状态，并且放大器131执行一般的输出反馈控制。另一方面，当输入电压vin与输出电压vout之间的差分电压(＝vin-vout)下降至偏移电压voffset时，放大器131处于完全导通状态，因此放大器132执行输出反馈控制。即，施加输出反馈控制，使得输入电压vin和偏移后的输出电压(＝vout+voffset)虚短路在一起。

如此，在栅极驱动器160中，可以控制从输出晶体管110的栅极汲取的灌电流(sinkcurrent，即，用于导通输出晶体管110的电流)，而不是输入至输出晶体管110的栅极的源电流(sourcecurrent，即，用于关断输出晶体管110的电流)。

在那种情况下，如图26所示，放大器131和放大器132的输出端逻辑上串联连接。如此，根据输出晶体管110的极性(p沟道或n沟道)和栅极驱动器160内的控制目标(源电流或灌电流)，需要适当地选择输出方式(将其各自的输出端逻辑上串联连接还是并联连接)。

<第十四实施例>

图27是示出第十四实施例的线性电源的图。该实施例的线性电源101基于前述的第九实施例(图22)，并且包括pmosfet171(感测晶体管)作为电流检测器170的具体的电路元件。pmosfet171的源极和栅极分别连接至输出晶体管110的源极和栅极。因此，通过pmosfet171的漏极使与输出电流iout对应的感测电流i71流过。在输出晶体管110与pmosfet171的尺寸比为m:1(其中m>1)的情况下，前述感测电流i51等于输出电流iout的1/m。

如图27中的气球框所示，电流检测器170还可以包括pmosfet172和pmosfet173以及电流源174，作为使pmosfet171的漏极电压等于输出晶体管110的漏极电压(即，输出电压vout)的偏置装置。

pmosfet172的源极连接至pmosfet171的漏极。pmosfet173的源极连接至输出晶体管110的漏极(即，输出电压vout的施加端)。pmosfet172和pmosfet173各自的栅极均连接至pmosfet173的漏极。pmosfet173的漏极连接至电流源174的第一端。电流源174的第二端连接至接地端。

如此，通过使pmosfet171和输出晶体管110的输出节点电压(即，漏极电压)相等，可以使pmosfet171的漏源电压与输出晶体管110的漏源电压相等。因此，可以精确地产生与输出电流iout对应的感测电流i71(进而，用于偏移加算器150的控制信号)。

虽然可以将感测电流i71作为偏移加算器150的控制信号输出，但图27示出将nmosfet175和nmosfet176设置为用于生成与感测电流i71对应的控制电流i75(＝α×171，其中α为镜像比)的电流镜的配置。

其互连关系如下。nmosfet176的漏极连接至pmosfet171的漏极(即，感测电流i71的输出端)。nmosfet175和nmosfet176各自的栅极连接至nmosfet176的漏极。nmosfet175和nmosfet176各自的源极连接至接地端。nmosfet175的漏极作为控制电流i75的输出端连接至偏移加算器150。

如此，可以使用与感测电流i71对应的控制电流i75(即，镜像电流)作为偏移加算器150的控制信号。

<第十五实施例>

图28是示出第十五实施例的线性电源的图。该实施例的线性电源101基于前述的第十四实施例(图27)，并且对电流检测器170的配置进行了变更。具体地，电流检测器170包括nmosfet177、放大器178以及电阻器179和电阻器17a(电阻值分别为rx和ry)，而不是nmosfet175和nmosfet176。

其互连关系如下。放大器178的非反相输入端(+)和电阻器179的第一端连接至pmosfet171的漏极。放大器178的反相输入端(-)和电阻器17a的第一端连接至nmosfet177的源极。电阻器179和电阻器17a各自的第二端连接至接地端。放大器178的输出端连接至nmosfet177的栅极。nmosfet177的漏极作为控制电流i77的输出端连接至偏移加算器150。

放大器178控制nmosfet177的栅极，使得放大器178的非反相输入端(+)和反相输入端子(-)虚短路在一起。从而，控制电流i77具有根据感测电流i71的电流值以及电阻器179和电阻器17a分别的电阻值rx和ry的值(＝(rx/ry)×i71)。

如此，用于生成与感测电流i71对应的控制信号(控制电流)的装置不限于电流镜。

根据该实施例的线性电源101，例如，通过改变电阻器179和电阻器17a中的至少一个的电阻值，可以自由地调整偏移电压voffset可变增益。

<第九至第十五实施例的组合>

除非相矛盾，上述第九至第十五实施例可以以任意的组合来实施。例如，在第十二、第十三、第十四或第十五实施例(分别是图25、图26、图27或图28)中，可以代替加算器150而设置有偏移加算器150a(第十实施例)，或者可以追加分压器120a(第十一实施例)。

<综述>

下面是本说明书中公开的各种实施例的综述。

根据本说明书中公开的一方面，提供一种线性电源包括：输出晶体管，其被配置为连接在输入电压的输入端与输出电压的输出端之间；驱动器，其被配置为驱动所述输出晶体管，使得与所述输出电压对应的反馈电压保持等于基准电压；电流检测器，其被配置为感测流过所述输出晶体管的输出电流；以及电压调整器，其被配置为调整所述基准电压或所述反馈电压，使得与所述输入电压对应的第一电压和与所述输出电压或所述基准电压对应的第二电压之间的差分电压不低于与所述输出电流对应的偏移电压(第一配置)。所述第一电压可以是所述输入电压本身，或者是所述输入电压的分压。所述第二电压可以是所述输出电压本身，或者是所述输出电压的分压(即，所述反馈电压)，或者是所述基准电压本身，或者是所述基准电压的分压。

在上述第一配置的线性电源中，当所述输出电流由iout表示，处于完全导通状态的所述输出晶体管的导通状态电阻由ron表示，并且所述偏移电压由voffset表示时，所述偏移电压可以被可变地控制，使得iout×ron<voffset在整个负载范围内成立(第二配置)。

在上述第一或第二配置的线性电源中，所述偏移电压可以被设置为低于对所述线性电源定义的最小输入输出电压差的电压值(第三配置)。

在上述第一或第三配置的线性电源中，所述电压调整器可以被配置为：当所述差分电压高于所述偏移电压时，将所述基准电压保持在稳态值；并且当所述差分电压下降至所述偏移电压时，将所述基准电压从所述稳态值降低，由此防止所述差分电压进一步下降(第四配置)。

在上述第一至第三配置中任一配置的线性电源中，所述电压调整器可以被配置为：当所述差分电压高于所述偏移电压时，将所述反馈电压原样传递给所述驱动器；并且当所述差分电压下降至所述偏移电压时，在将所述反馈电压升高后将其传递至所述驱动器，由此防止所述差分电压进一步下降(第五配置)。

在上述第一至第五配置中任一配置的线性电源中，所述电压调整器可以包括：偏移加算器，其被配置为通过将所述第二电压以所述偏移电压的量向高电位侧偏移来使所述第二电压偏移；差分放大器，其被配置为被差动地输入所述第一电压和偏移后的所述第二电压；以及可变电压源，其被配置为基于所述差分放大器的输出信号来调整所述基准电压或所述反馈电压(第六配置)。

在上述第一至第五配置中任一配置的线性电源中，所述电压调整器可以包括：偏移加算器，其被配置为将所述第一电压以所述偏移电压的量向低电位侧偏移来使所述第一电压偏移；差分放大器，其被配置为被差动地输入所述第二电压和偏移后的所述第一电压；以及可变电压源，其被配置为基于所述差分放大器的输出信号来调整所述基准电压或所述反馈电压(第七配置)。

在上述第六或第七配置的线性电源中，所述可变电压源可以包括晶体管，该晶体管的导通度基于所述差分放大器的输出信号来控制，并且所述可变电压源可以被配置为根据流过所述晶体管的电流来调整所述基准电压或所述反馈电压(第八配置)。

上述第一至第八配置中的任一配置的线性电源还可以包括：第一电阻器及第二电阻器，其被配置为串联连接在所述输出电压的施加端与接地端之间，并且被配置为从所述第一电阻器与所述第二电阻器之间的连接节点输出所述反馈电压；以及第三电阻器及第四电阻器，其被配置为串联连接在所述输入电压的施加端与所述接地端之间，并且被配置为从所述第三电阻器与所述第四电阻器之间的连接节点输出所述第一电压。这里，当所述第一电阻器的电阻值由r1表示，所述第二电阻器的电阻值由r2表示，所述第三电阻器的电阻值由r3表示，并且所述第四电阻器的电阻值由r4表示时，r1:r2＝r3:r4可以成立(第九配置)。

上述第七配置的线性电源还可以包括：第一电阻器及第二电阻器，其被配置为串联连接在所述输出电压的施加端与接地端之间，并且被配置为从所述第一电阻器与所述第二电阻器之间的连接节点输出所述反馈电压；第三电阻器及第四电阻器，其被配置为串联连接在所述输入电压的施加端与所述接地端之间，并且被配置为从所述第三电阻器与所述第四电阻器之间的连接节点输出所述第一电压；以及第五电阻器，其连接在所述输入电压的施加端与所述第一电阻器之间。这里，当所述第一电阻器的电阻值由r1表示，所述第二电阻器的电阻值由r2表示，所述第三电阻器的电阻值由r3表示，并且所述第四电阻器的电阻值由r4表示时，r1:r2＝r3:r4可以成立。并且，所述电流检测器可以被配置为从所述第一电压的输出端向所述接地端汲取与所述输出电流对应的电流(第十配置)。

根据本说明书中公开的一方面，提供一种线性电源，包括：输出晶体管，其被配置为连接在输入电压的输入端与输出电压的输出端之间；第一放大器，其被配置为通过放大所述输出电压或与所述输出电压对应的电压与预定的基准电压之间的差来生成第一驱动信号；第二放大器，其被配置为通过放大所述输入电压或与所述输入电压对应的电压与所述输出电压或与所述输出电压对应的电压之间的差来生成第二驱动信号；驱动器，其被配置为根据所述第一驱动信号和所述第二驱动信号来驱动所述输出晶体管；电流检测器，其被配置为通过检测流过所述输出晶体管的输出电流来生成控制信号；以及偏移加算器，其被配置为给所述第二放大器提供与所述控制信号对应的偏移电压(第十一配置)。

在上述第十一配置的线性电源中，当所述输出电流由iout表示，处于完全导通状态的所述输出晶体管的导通状态电阻由ron表示，并且所述偏移电压由voffset表示时，所述偏移电压可以被可变地控制，使得iout×ron<voffset在整个负载范围内成立(第十二配置)。

在上述第十一或十二配置的线性电源中，所述偏移电压可以被设置为低于对所述线性电源定义的最小输入输出电压差的电压值(第十三配置)。

在上述第十一至十三配置中的任一配置的线性电源中，所述偏移加算器可以被配置为在将所述输出电压或与所述输出电压对应的电压以所述偏移电压的量向高电位侧偏移后将其输出至所述第二放大器(第十四配置)。

在上述第十一至十三配置中的任一配置的线性电源中，所述偏移加算器可以被配置为在将所述输入电压或与所述输入电压对应的电压以所述偏移电压的量向低电位侧偏移后将其输出至所述第二放大器(第十五配置)。

上述第十一至十五配置中的任一配置的线性电源还可以包括：第一电阻器及第二电阻器，其被配置为串联连接在所述输出电压的输出端与接地端之间，并且被配置为从所述第一电阻器与所述第二电阻器之间的连接节点向所述第二放大器输出分压输出电压；以及第三电阻器及第四电阻器，其被配置为串联连接在所述输入电压的输入端与所述接地端之间，并且被配置为从所述第三电阻器与第四电阻器之间的连接节点向所述第二放大器输出分压输出电压。这里，当所述第一电阻器至所述第四电阻器的电阻值分别由r1、r2、r3以及r4表示时，r1:r2＝r3:r4可以成立(第十六配置)。

在上述第十一至十六配置中的任一配置的线性电源中，所述驱动器可以包括并联连接在所述输入电压的输入端与所述输出晶体管的控制端之间的第一晶体管及第二晶体管，所述第一晶体管及所述第二晶体管分别由所述第一驱动信号及所述第二驱动信号控制(第十七配置)。

在上述第十一至十六配置中的任一配置的线性电源中，所述驱动器可以包括并联连接在所述输出晶体管的控制端与接地端之间的第一晶体管及第二晶体管，所述第一晶体管及所述第二晶体管分别由所述第一驱动信号及所述第二驱动信号控制(第十八配置)。

在上述第十一至十八配置中的任一配置的线性电源中，所述电流检测器可以包括被配置为生成与所述输出电流对应的感测电流的感测晶体管，所述电流检测器可以被配置为将所述感测电流或与所述感测电流对应的电流信号作为所述控制信号输出至所述偏移加算器(第十九配置)。

在上述第十九配置的线性电源中，所述电流检测器还可以包括用于使所述感测晶体管和所述输出端的输出节点电压相等的偏置装置(第二十配置)。

<车辆中的应用>

图29是车辆x的外观图。该配置例的车辆x包含通过被输入从电池(未示出)供给的电压而动作的多种电子设备x11至x18。为了方便起见，图29可能不将电子设备x11至x18示于其实际设置于的地方。

电子设备x11是执行关于发动机的控制(喷射控制、电子节气门控制、怠速控制、氧传感器加热器控制、自动巡航控制等)的发动机控制单元。

电子设备x12是其控制hid(高强度气体放电灯)和drl(日间行车灯)的点亮和熄灭的灯控制单元。

电子设备x13是执行关于变速器的控制的变速器控制单元。

电子设备x14是执行关于车辆x的运动的控制(abs(防抱死制动系统)控制、eps(电动助力转向)控制、电子悬架控制等)的行为控制单元。

电子设备x15是驱动和控制门锁、防窃警报器等的安全控制单元。

电子设备x16包括在车辆x出厂时作为标准配置或制造商安装的设备并入车辆x中的电子设备，例如雨刮、电动侧视镜、电动窗、减震器(缓冲器)、电动天窗、以及电动座椅。

电子设备x17包括可选地作为用户适合的设备安装于车辆x上的电子设备，例如a/v[音频/视频]设备、汽车导航系统、以及etc[电子收费控制系统]。

电子设备x18包括具有高耐压电动机的电子设备，例如车载鼓风机、油泵、水泵、以及电池冷却风扇。

前述的线性电源电路1中的任一个均可以并入电子设备x11至x18中的任一个。

<其他变更>

本说明书中公开的各种技术特征可以以不同于上述实施例中的任意的其他方式来实施，并且允许在其技术独创性的精神范围内实施任意的变更。即，上述实施例在各方面均应被认为是例示性的而不是限制性的，并且本发明的技术范围应被理解为不由上述实施例的描述限定，而是由所附权利要求书限定，并且涵盖在等同于权利要求书的意义和范围内做出的任意的变型。

工业上的实用性

本说明书中公开的发明可以应用于车辆相关设备、船舶相关设备、办公设备、便携式设备、智能电话等。

附图标记说明

1线性电源，

2负载

10输出晶体管(pmosfet)

20、20a分压器

21、22、23、24、25电阻器

30驱动器

40基准电压调整器

41、41a偏移加算器

42差分放大器

43可变电压源

43anmosfet

43b、43c电阻器

43dpmosfet

50电流检测器

51pmosfet

52、53pmosfet

54电流源

55、56nmosfet

60恒压源

70反馈电压调整器

71、71a偏移加算器

72差分放大器

73可变电压源

73apmosfet

101线性电源

102负载

110输出晶体管(pmosfet)

120、120a分压器

121、122、123、124电阻器

130、131、132放大器

140基准电压生成器

150、150a偏移加算器

160栅极驱动器

161、162pmosfet

163电流源

164电阻器

165、166pnp型双极型晶体管

167、168nmosfet

169电流源

170电流检测器

171、172、173pmosfet

174电流源

175、176、177nmosfet

178放大器

179、17a电阻器

x车辆

x11～x18电子设备。