一种全集成负载极点补偿线性稳压器的制作方法

本发明涉及一种稳压器，具体涉及一种全集成负载极点补偿线性稳压器，属于高精度模拟电路技术领域。

背景技术：

高精度射频模拟电路需要稳定准确的供电电压以避免电源波动对电路性能的影响。相比于dc-dc转换器，线性稳压器(ldo)可以提供更低的纹波，以及在瞬时负载变化情况下可提供更加及时的反馈调节来抑制电源电压的波动。因此ldo通常用于最后一级电源，直接为片内电路供电。而随着集成度的提高，越来越多的射频模块集成在同一颗芯片内。为避免各电路模块间的相互干扰，需要给每个敏感模块设置单独ldo供电。同时为控制芯片管脚和片外元件数目，以及为了减少外界干扰，上述ldo大多采用全集成方式。而全集成ldo只有有限的滤波电容，对于纹波的抑制需要靠电路本身来反应和补偿，对反馈环路带宽提出了更高的要求。此外，由于无法使用片外大电容在负载端构造主极点，负载电流的大幅变化将会引起极点位置显著改变从而引起反馈环路的稳定性问题。针对以上问题，本发明提出一种负载端电压补偿的新型线性稳压器电路。该电路通过在负载端引入另一个高带宽反馈环路以克服纹波问题。该负载补偿电路不但可以快速检测输出电压的波动并进行实时补偿，而且可以拉低负载端的小信号阻抗，显著缓解负载电流变化对次极点位置的影响以保证环路稳定性。

技术实现要素：

本发明正是针对现有技术中存在的问题，提供一种全集成负载极点补偿线性稳压器，该技术方案通过在负载端构建低阻节点大幅缓解了次极点的变化范围，保证了宽负载范围内的环路相位裕度。

为了实现上述目的，本发明的技术方案如下，一种全集成负载极点补偿线性稳压器，其特征在于，所述线性稳压器包括线性稳压器主体电路以及负载极点补偿电路两部分，线性稳压器主体电路线包括误差放大器以及电压反馈网络，负责给出稳定的直流输出电压，并抑制输出电压的低频扰动；负载极点补偿电路主体为自适应偏置的共栅放大器，通过监测输出电压的高频扰动，快速注入补偿电流的方式稳定输出电压。亦相当于在负载端引入低阻抗以减小该点的rc常数，确保轻载情况下输出端仍为次极点并远离单位增益带宽，保证反馈环路的相位裕度。

作为本发明的一种改进，所述第一p型金属氧化物晶体管(以下简称pmos管)pm1的源极接电源，pm1的栅极和漏极接第一电流源id1的正极；第一电流源id1的负极接地；第二pmos管pm2的源极接电源，pm2的栅极接pm1的栅极，pm2的漏极接第三pmos管pm3的源极；第三pmos管pm3的栅极接输入参考电压vref，pm3的漏极接第一n型金属氧化物晶体管(以下简称nmos管)nm1的漏极；第一nmos管nm1的源极接地，nm1的栅极接第一偏置电压vb1；第四pmos管pm4的源极接pm2的漏极，pm4的栅极接第一电阻r1的负极，pm4的漏极接第二nmos管nm2的漏极；第二nmos管nm2的源极接地，nm2的栅极接第一偏置电压vb1；第三nmos管nm3的源极接nm2的漏极，nm3的栅极接第二偏置电压vb2，nm3的漏极接第五pmos管pm5的漏极；第四nmos管nm4的源极接nm1的漏极，nm4的栅极接第二偏置电压vb2，nm4的漏极接第六pmos管pm6的漏极；第五pmos管pm5的源极接电源电压，pm5的栅极接pm5的漏极；第六pmos管pm6的源极接电源电压，pm6的栅极接pm5的漏极，pm6的漏极接第七pmos管pm7的栅极；pm7的源极接电源，pm7的漏极接第一电阻r1的正极；第二电阻r2的正极接第一电阻r1的负极，r2的负极接地；第一电容c1的正极接pm7的漏极，c1的负极接第四pmos管pm4的栅极；第五nmos管nm5的漏极接电源，nm5的栅极接第九pmos管pm9的栅极，nm5的源极接第七nmos管nm7的漏极；第六nmos管nm6的漏极接电源，nm6的栅极接第八pmos管pm8的漏极，nm6的源极接nm7的漏极；第七nmos管nm7的栅极接第一偏置电压vb1，nm7的源极接地；第八pmos管pm8的源极接输出电压，pm8的栅极接nm5的栅极；第九pmos管pm9的源极接输出电压，漏极接第三电阻r3的负极；r3的正极接nm5的栅极；第二电容c2的正极接r3的正极，c2的负极接地；第八nmos管nm8的漏极接pm8的漏极，nm8的栅极接第一偏置电压vb1，nm8的源极接地；第九nmos管nm9的漏极接pm9的漏极，nm9的栅极接第一偏置电压vb1，nm9的源极接地；负载电容cl的正极接输出电压，cl的负极接地。

相对于现有技术，本发明具有如下优点，该技术方案本发明的负载端极点补偿线性稳压器可以有效抑制输出电压纹波，在负载电流从空载到满载变化过程中均可实现充足的相位裕度。相比于传统的线性稳压器，本发明在射频收发机干扰信号聚集的中高频段可提供更高的纹波抑制效果。

附图说明

图1为本发明的全集成负载端极点补偿线性稳压器电路原理图；

图2为本发明的线性稳压器在空载模式下，有无负载极点补偿电路情况下的环路增益幅频响应及相频响应曲线对比图。

具体实施方式：

为了加深对本发明的理解，下面结合附图对本实施例做详细的说明。

实施例1：参见图1、图2，一种全集成负载极点补偿线性稳压器，所述线性稳压器包括线性稳压器主体电路以及负载极点补偿电路两部分，线性稳压器主体电路线包括误差放大器以及电压反馈网络，负责给出稳定的直流输出电压，并抑制输出电压的低频扰动；负载极点补偿电路主体为自适应偏置的共栅放大器，通过监测输出电压的高频扰动，快速注入补偿电流的方式稳定输出电压。亦相当于在负载端引入低阻抗以减小该点的rc常数，确保轻载情况下输出端仍为次极点并远离单位增益带宽，保证反馈环路的相位裕度。

图1所示为本发明的线性稳压器电路结构图。

电路的具体结构如下：第一p型金属氧化物晶体管(以下简称pmos管)pm1的源极接电源，pm1的栅极和漏极接第一电流源id1的正极；第一电流源id1的负极接地；第二pmos管pm2的源极接电源，pm2的栅极接pm1的栅极，pm2的漏极接第三pmos管pm3的源极；第三pmos管pm3的栅极接输入参考电压vref，pm3的漏极接第一n型金属氧化物晶体管(以下简称nmos管)nm1的漏极；第一nmos管nm1的源极接地，nm1的栅极接第一偏置电压vb1；第四pmos管pm4的源极接pm2的漏极，pm4的栅极接第一电阻r1的负极，pm4的漏极接第二nmos管nm2的漏极；第二nmos管nm2的源极接地，nm2的栅极接第一偏置电压vb1；第三nmos管nm3的源极接nm2的漏极，nm3的栅极接第二偏置电压vb2，nm3的漏极接第五pmos管pm5的漏极；第四nmos管nm4的源极接nm1的漏极，nm4的栅极接第二偏置电压vb2，nm4的漏极接第六pmos管pm6的漏极；第五pmos管pm5的源极接电源电压，pm5的栅极接pm5的漏极；第六pmos管pm6的源极接电源电压，pm6的栅极接pm5的漏极，pm6的漏极接第七pmos管pm7的栅极；pm7的源极接电源，pm7的漏极接第一电阻r1的正极；第二电阻r2的正极接第一电阻r1的负极，r2的负极接地；第一电容c1的正极接pm7的漏极，c1的负极接第四pmos管pm4的栅极；第五nmos管nm5的漏极接电源，nm5的栅极接第九pmos管pm9的栅极，nm5的源极接第七nmos管nm7的漏极；第六nmos管nm6的漏极接电源，nm6的栅极接第八pmos管pm8的漏极，nm6的源极接nm7的漏极；第七nmos管nm7的栅极接第一偏置电压vb1，nm7的源极接地；第八pmos管pm8的源极接输出电压，pm8的栅极接nm5的栅极；第九pmos管pm9的源极接输出电压，漏极接第三电阻r3的负极；r3的正极接nm5的栅极；第二电容c2的正极接r3的正极，c2的负极接地；第八nmos管nm8的漏极接pm8的漏极，nm8的栅极接第一偏置电压vb1，nm8的源极接地；第九nmos管nm9的漏极接pm9的漏极，nm9的栅极接第一偏置电压vb1，nm9的源极接地；负载电容cl的正极接输出电压，cl的负极接地。

图2所示为本发明的线性稳压器在空载模式下，有无负载极点补偿电路情况下的环路增益幅频响应及相频响应曲线对比图。实线为补偿前曲线，虚线为补偿后曲线。从幅频响应图中可以看出，加上极点补偿电路后次极点频率明显提升，在1mhz附近环路增益高于补偿前。从相频响应图中可以看出，补偿后的相频响应在2khz-1mhz范围内仅受主极点影响，基本保持在90度附近，在5mhz次极点的影响开始出现。而补偿前的相位在200khz即出现了相位衰减。可以看出通过引入负载补偿电路，相位裕度从之前的30度左右提升到了80度。

该电路的工作原理分析如下：该线性稳压器包括线性稳压器主体电路以及负载极点补偿电路两部分。线性稳压器主体电路负责给出稳定的直流输出电压，并抑制输出电压的低频扰动。负载极点补偿电路监测输出电压的高频扰动，通过快速注入补偿电流的方式稳定输出电压，亦相当于在负载端引入低阻抗以减小该点的rc常数，确保轻载情况下输出端仍为次极点并远离单位增益带宽，保证反馈环路的相位裕度。

需要说明的是上述实施例，并非用来限定本发明的保护范围，在上述技术方案的基础上所作出的等同变换或替代均落入本发明权利要求所保护的范围。