一种POR电路及其设计方法与流程

本发明涉及por电路技术领域，特别涉及一种por电路及其设计方法。

背景技术：

现有的por电路，大多基于跟mos管阈值电压进行比较而产生，因此其翻转阈值受pvt(工艺、电压、温度)影响很大，无法给出一个比较精确的阈值电压。对于某些应用场合，尤其是使用了第三方ip，这些ip的集成手册可能明确规定了期望的工作电压范围，如果工作电压超过规定范围，ip的行为或性能将不能保证。这种情形下，如果por阈值变化太大，就不可接受，因此需要使用阈值更为精确的por电路。

技术实现要素：

本发明的目的在于提供一种por电路及其设计方法，以解决上述背景技术中提出的问题。

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：一种por电路，包括基准电流产生电路、电压检测电路和电流比较器，基准电流产生电路、电压检测电路和电流比较器并联在vcc上。

进一步地，基准电流产生电路包括电阻r1、电流镜和mp1，并且连接后产生电压大约接近于一个mos管的阈值电压，其产生的基准电流为：其中n为电路中nmos电流镜的比例系数。

电压检测电路由电阻r2和bjt管q1组成，其产生的电流为：

进一步地，电流比较器由mp2管和bjt管q2组成，bjt管q2的基极和bjt管q1的基极相接，两者的发射极均接地，bjt管q1的集电极串联电阻r2接在vcc上，bjt管q2的集电极与复位输出端和mp2并联，mp2接vcc上，

并且bjt管q2与q1构成电流镜，mp2与mp1构成电流镜，当mp2的电流大于q2的电流时输出高电平，当mp2的电流小于q2电流时输出低电平。

本发明提出的另一种技术，包括por电路的设计方法，包括以下步骤：

s1：确定所设计的por电路的整体架构；

s2：根据por电路的特点将其划分为基准电流产生电路、电压检测电路和电流比较器三部分；

s3：根据电流比较器和电流镜的精度要求选取合适的器件，得到相应的电流镜；

s4：建立电路por的翻转阈值表达式，并进行电路仿真，根据仿真结果逐步调整电路参数，以达到设计目标为止；

s5：进行版图设计，最终完成整体电路设计。

与现有技术相比，本发明的有益效果是：本发明提出的一种por电路及其设计方法，通过调整电流镜比值和/或器件的尺寸取值，让por的阈值成为零温度系数，并且能够跟踪nmos和pmos的阈值变化；或者让por的阈值成为零温度系数，与pvt无关(pvt指工艺、电源电压、温度)。

附图说明

图1为本发明的实施例一por结构图；

图2为本发明的实施例一上电过程中关键节点的波形；

图3为本发明的实施例一por阈值电压温度补偿的原理；

图4为本发明的实施例一具体结构图；

图5为本发明的实施例二por结构图；

图6为本发明的实施例二上电过程中关键节点的波形；

图7为本发明的实施例二por阈值电压温度补偿的原理；

图8为本发明的实施例二具体结构图；

图9为本发明的实施例三por结构图；

图10为本发明的实施例三上电过程中关键节点的波形；

图11为本发明的实施例三por阈值电压温度补偿的原理；

图12为本发明的实施例三具体结构图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

实施例一：

请参阅图1，一种por电路，包括基准电流产生电路、电压检测电路和电流比较器，基准电流产生电路、电压检测电路和电流比较器并联在vcc上。

虚线框中为基准电流产生电路，基准电流产生电路包括电阻r1、电流镜和mp1，并且连接后产生电压大约接近于一个mos管的阈值电压，其产生的基准电流为：其中n为电路中nmos电流镜(此图未画出)的比例系数(通常取4)。

电压检测电路由电阻r2和bjt管q1组成，其产生的电流为：

电流比较器由mp2管和bjt管q2组成，bjt管q2的基极和bjt管q1的基极相接，两者的发射极均接地，bjt管q1的集电极串联电阻r2接在vcc上，bjt管q2的集电极与复位输出端和mp2并联，mp2接vcc上，

并且bjt管q2与q1构成电流镜，mp2与mp1构成电流镜，当mp2的电流大于q2的电流时输出高电平，当mp2的电流小于q2电流时输出低电平。

为了更好的展示por电路设计流程，本实施例展示por电路的设计方法，包括以下步骤：

步骤一：确定所设计的por电路的整体架构；

步骤二：根据por电路的特点将其划分为基准电流产生电路、电压检测电路和电流比较器三部分；

步骤三：根据电流比较器和电流镜的精度要求选取合适的器件，得到相应的电流镜；

步骤四：建立电路por的翻转阈值表达式，并进行电路仿真，根据仿真结果逐步调整电路参数，以达到设计目标为止；

步骤五：进行版图设计，最终完成整体电路设计。

实施例一：

请参阅图2，上电阶段，当vcc从0开始逐步缓慢升高，因为基准电流产生模块的工作电压非常低，所以基准电流会优先产生(因此电流imp2会优先产生)。

当vcc升高到差不多0.6v时，imp2已经几乎接近稳定，而此时电压检测电路的电流iq1才刚刚产生(也就是说iq2才刚刚产生)。这一阶段，因为p支路电流imp2大于n支路电流iq2，所以电流比较器输出节点x点输出高电平，实际情况是x点跟随vcc上升而上升，经过反相器后输出por_ok为低。

随着vcc进一步升高，p支路电流imp2已经恒定，不再发生变化，而n支路电流iq2随着vcc线性增大；当iq2增大到超过imp2时，电流比较器输出x点发生翻转，输出低电平，经过反相器后输出por_ok为高电平，实际情况是por_ok随着vcc上升而继续上升，直到vcc上电完成。

发生翻转的时刻是t1，此时iq2＝imp2，这个时刻对应的vcc称为por的翻转阈值。因此有：

从而有：

于是建立电路por的阈值表达式，这里假设mp2与mp1为1:1的镜像比，q2与q1也是1:1的镜像比。

当mp2与mp1不是1:1的镜像比，q2与q1也不是1:1镜像比时，por阈值更一般的表达式如下：

其中是pm2与pm1的宽度之比(其l值一样)，是q1与q2的面积之比。

请参阅图3，与基准电压输出表达式完全相同，在该表达式中，其中第一项vbe，是bjt管的vbe电压，可以写为：

vbe＝vg0-αt

其中vg0称为禁带电压，是一个与硅材料有关的物理常数，大约为1.2v，与pvt无关。α为vbe的温度系数，大约为-2mv/℃。

第二项为正温度系数项，与绝对温度成正比，称为ptat项。通过调整比值可以调整正温度系数的大小；特别地，当(n)≈0.6v时，第二项的正温度系数大约为+2mv/℃，刚好抵消vbe的负温度系数。经过温度补偿后，por的表达式为：

vccpor＝vg0-αt+αt≈1.2v

与pvt无关。

通过调整r2/r1的比值，电流镜mp2与mp1的尺寸比值，以及电流镜q2与q1的尺寸的比值，让por的阈值成为零温度系数。

请参阅图4，为实施例一的具体的实施例，给出了低压低功耗基准产生电路的具体电路，以及基于该基准电路的por电路结构。

其中mn0与mn1是nmos电流镜，典型比值是4:1，需要设计工作在亚阈值区(w/l要足够大，例如mn0为[20u/1u]，mn1为[20u/1u]x4，电流为500na)。

假设vcc＝1.5v，通过设计，该por电路的翻转阈值可以恒定在1.2v附近，受pvt的影响几乎忽略不计，这对于追求por翻转阈值绝对值准确的应用场合是一个非常好的选择。

实施例二：

请参阅图5，提出的一种新的por架构，它能够同时跟踪nmos管和pmos管的阈值电压变化，并且对温度进行了补偿，具有近似零温度的特性。

整个电路可以划分为3个部分：基准电流产生电路，电压检测电路和电流比较器。

基准电流产生电路与实施例一相同。

电压检测电路，由mos管mn3和mp3组成，这2个管子设计工作在饱和区。其产生的电流表达式推导过程如下：

对于mp3列电流方程：

对于mn3列电流方程：

因为imp3＝imn3，联立以上两式，解出：

电流比较器，由mp2管和mn2管组成，其中mn3与mn2构成电流镜，mp2与mp1构成电流镜，当mp2的电流大于mn2的电流时输出高电平，当mp2的电流小于mn2的电流时输出低电平。

请参阅图6，当vcc从0开始逐步缓慢升高，因为基准电流产生模块的工作电压非常低，所以电流比较器会优先产生(因此电流imp2会优先产生)。

当vcc升高到差不多vthn3+vthp3时，imp2已经几乎接近稳定，而此时电压检测电路的电流imn3才刚刚产生(也就是说imn2才刚刚产生)。这一阶段，因为p支路电流imp2大于n支路电流imn2，所以电流比较器输出x点输出高电平，实际情况是x点跟随vcc上升而上升，经过反相器后输出por_ok为低。

随着vcc进一步升高，p支路电流imp2已经恒定，不再发生变化，而n支路电流imn2随着vcc按平方增大；当imn2增大到超过imp2时，电流比较器输出x点发生翻转，输出低电平，经过反相器后输出por_ok为高电平，实际情况是por_ok随着vcc上升而上升。

发生翻转的时刻是t1，此时imn2＝imp2，这个时刻对应的vcc称为por的翻转阈值。因此有：

从而有：

这就是该电路por的阈值表达式。这里假设mp2与mp1为1:1的镜像比，mn2与mn3也是1:1的镜像比。

当mp2与mp1不是1:1的镜像比，mn2与mn3也不是1:1镜像比时，por阈值更一般的表达式如下：

其中是pm2与pm1的宽度之比(其l值一样)，是nm3与nm2的宽度之比(其l值一样)。

请参阅图7，电压温度补偿的原理：

在该表达式中，其中第一项vthmn3+vthmp3，具有负温度系数。其表达式可以写为：

vbe＝vtn0+vtp0-αt

其中vtn0+是0k时mn3管的阈值电压，vtp0是0k时mp3管的阈值电压。它们与corner有关，因此vccpor能够同时跟踪nmos管与pmos管的corner的变化。

第二项为正温度系数项，与绝对温度的平方根成正比。通过调整βn3和βp3(也就是调整mn3与mp3的宽长比)，可以调整正温度系数的大小。通过取适当宽长比的mn3与mp3，可以做到刚好抵消vthmn3+vthmp3的负温度系数，从而实现零温度系数。实际上做不到完全补偿，因为负温度为线性项，而正温度是平方根项；当根据泰勒级数展开原理，可以做到温度的一次项抵消，残余高阶项。经过温度补偿后，por的表达式为：

其中o(t-tr)表示温度的高阶残余项；tr是室温，典型值为298k。也就是说，可以实现温度的一阶补偿，在以室温tr为中心的一定温度范围内近似与温度无关，对于要求不高的场合够用了。这种结构相比我们提出的其它几种结构，可以省一个电阻r2，通常这个电阻面积较大，因此更为节省面积。

通过调整mn3与mp3的宽长比取值，以及电流镜mp2与mp1的尺寸比值，以及电流镜mn2与mn3的尺寸的比值，让por的阈值在室温tr附近成为零温度系数，并且能够跟踪nmos和pmos的阈值变化。

请参阅图8，为实施例二的具体的实施例，给出了低压低功耗基准产生电路的具体电路，以及基于该基准电路的por电路结构。

mn0与mn1是nmos电流镜，典型比值是4:1，需要设计工作在亚阈值区(w/l要足够大，例如mn0为[20u/1u]，mn1为[20u/1u]x4，电流为500na)。

假设vcc＝1.5v，通过设计，该por电路的翻转阈值在1.1v附近，与温度无关。在ffcorner下，por翻转阈值为0.9v左右(此时电路的最低工作电压也相应降低大约0.2v)；在sscorner下，por翻转阈值为1.3v左右(此时电路的最低工作电压也相应提高大约0.2v)。

实施例三：

请参阅图9，提出的一种新的por架构，它能够同时跟踪nmos管和pmos管的阈值电压变化，并且对温度进行了补偿，具有近似零温度的特性。

整个电路可以划分为3个部分：基准电流产生电路，电压检测电路和电流比较器。

基准电流产生电路与实施例一相同。

电压检测电路，由电阻r2，mn3和mp3组成，其产生的电流为：

设计中，需要让mn3和mp3工作在亚阈值区，这可以通过增大mn3和mp3的宽长比实现：例如在流过1ua电流的情况下，取mn3的尺寸为20u/0.2u，mp3的尺寸为20u/0.2u。这种情况下，vgsmn3≈vthmn3，vgsmp3≈vthmp3，于是支路电流公式变为：

3)电流比较器，由mp2管和mn2管组成。其中mn3与mn2构成电流镜，mp2与mp1构成电流镜。当mp2的电流大于mn2的电流时输出高电平，当mp2的电流小于mn2的电流时输出低电平。

请参阅图10，当vcc从0开始逐步缓慢升高，因为基准电流产生模块的工作电压非常低，所以基准电流会优先产生(因此电流imp2会优先产生)。

当vcc升高到差不多vthn3+vthp3时，imp2已经几乎接近稳定，而此时电压检测电路的电流imn3才刚刚产生(也就是说imn2才刚刚产生)。这一阶段，因为p支路电流imp2大于n支路电流imn2，所以电流比较器输出x点输出高电平，实际情况是x点跟随vcc上升而上升，经过反相器后输出por_ok为低。

随着vcc进一步升高，p支路电流imp2已经恒定，不再发生变化，而n支路电流imn2随着vcc线性增大；当imn2增大到超过imp2时，电流比较器输出x点发生翻转，输出低电平，经过反相器后输出por_ok为高电平，实际情况是por_ok随着vcc上升而上升。

发生翻转的时刻是t1，此时imn2＝imp2，这个时刻对应的vcc称为por的翻转阈值。因此有：

从而有：

这就是该电路por的阈值表达式。这里假设mp2与mp1为1:1的镜像比，mn2与mn3也是1:1的镜像比。

当mp2与mp1不是1:1的镜像比，mn2与mn3也不是1:1镜像比时，por阈值更一般的表达式如下：

其中是pm2与pm1的宽度之比(其l值一样)，是nm3与nm2的宽度之比(其l值一样)。

请参阅图11，观察一下por的表达式：

在该表达式中，其中第一项vthmn3+vthmp3，具有负温度系数。其表达式可以写为：

vbe＝vtn0+vtp0-αt

其中vtn0是0k时mn3管的阈值电压，vtp0是0k时mp3管的阈值电压。它们与corner有关，因此vccpor能够同时跟踪nmos管与pmos管的corner的变化。

第二项为正温度系数项，与绝对温度成正比，称为ptat项。通过调整比值可以调整正温度系数的大小。通过取适当比值可以做到刚好抵消vthmn3+vthmp3的负温度系数，从而实现零温度系数。经过温度补偿后，por的表达式为：

vccpor＝vtn0+vtp0-αt+αt＝vtn0+vtp0

与电压无关，无温度无关，只取决于mos管的corner

请参阅图12，为实施例三的具体的实施例，是一个具体的实施例，给出了低压低功耗基准产生电路的具体电路，以及基于该基准电路的por电路结构。

mn0与mn1是nmos电流镜，典型比值是4:1，需要设计工作在亚阈值区(w/l要足够大，例如mn0为[20u/1u]，mn1为[20u/1u]x4，电流为500na)。

假设vcc＝1.5v，通过设计，该por电路的翻转阈值在1.1v附近，与温度无关。在ffcorner下，por翻转阈值为0.9v左右(此时电路的最低工作电压也相应降低大约0.2v)；在sscorner下，por翻转阈值为1.3v左右(此时电路的最低工作电压也相应提高大约0.2v)

通过调整r2/r1的比值，mn3与mp3的宽长比取值，以及电流镜mp2与mp1的尺寸比值，以及电流镜mn2与mn3的尺寸的比值，让por的阈值成为零温度系数，并且能够跟踪nmos和pmos的阈值变化。

综上所述：本发明的por电路及其设计方法，通过调整电流镜比值和/或器件的尺寸取值，让por的阈值成为零温度系数，并且能够跟踪nmos和pmos的阈值变化；或者让por的阈值成为零温度系数，并且与pvt无关(pvt指工艺、电源电压、温度)。

以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明披露的技术范围内，根据本发明的技术方案及其发明构思加以等同替换或改变，都应涵盖在本发明的保护范围之内。