一种原边反馈反激式电源ccm与dcm模式的恒流控制系统的制作方法

文档序号:10686511阅读:381来源:国知局
一种原边反馈反激式电源ccm与dcm模式的恒流控制系统的制作方法
【专利摘要】一种原边反馈反激式电源CCM与DCM模式的恒流控制系统,包括电流检测模块,输出反馈模块,电流计算模块,误差计算模块,PID模块、PWM模块以及驱动模块构成的控制系统,该控制系统与受控的开关电源连接起来构成一个闭环,电流检测模块、输出反馈模块采集实现恒流算法的基本参数,电流计算模块在开关导通阶段计算原边电感的平均电流,根据输入与输出的匝比关系,计算次级输出电流的平均电流,并通过对该电流进行时间上积分求平均得到输出电流,该输出值在数字PID模块中执行补偿算法,补偿值递交给PWM控制模块,经驱动模块输出合适的占空比,从而控制数字电源的高精度恒流。
【专利说明】
一种原边反馈反激式电源CCM与DCM模式的恒流控制系统
技术领域
[0001] 本发明涉及用于开关电源领域,尤其涉及一种原边反馈反激式电源CCM(电流连续 模式)与DCM(电流断续模式)模式的恒流控制系统。
【背景技术】
[0002] 原边反馈(PSR)省去了采样光耦、减少了电路组件数目、降低了电路复杂程度,所 以现在大多数反激变换器都采用PSR控制。为了提高原边反馈反激式开关电源的功率应用 范围,必然要求开关电源有一个更高的功率输出。CCM主要应用于大功率负载情况,而DCM主 要应用于小功率负载情况,并且控制环路比较稳定,要实现CCM模式下的高精度电流稳定 性,便是当务之急,也是难点所在。
[0003] 为了实现输出电流的稳定性,已有采用的方式是,通过Pout/Vo = Io的方式实现恒 流输出,这里P〇ut是副边的输出功率,Vo是副边的输出电压,I〇是副边的输出电流。实际采 用这一策略的过程中,由于副边的输出功率Pout未知,用原边输入功率Pin代替副边的输出 功率Pout,但是Pin的计算往往过于复杂,此外要得到副边的输出功率Vout需要额外构建采 样电路,传统恒流算法在在恒流的实现上代价过大,由于恒流效果与效率相关,效率受输入 电压与负载大小的影响较大,而电流的稳定性却难以实现高精度。
[0004] 通过ADC实现恒流也是一种较为通用的方式,方法之一就是采样电流的最大最小 值,然后求出平均值,或者利用ADC采样导通中点的电流电压值。但是这两种方法的缺点就 是,若需要提高恒流精度,需要提高采样频率,为此的实现成本往往比较高。
[0005] 上述技术难点的存在,需要建立更高效的计算模型,从而实现更高精度的恒流特 性。

【发明内容】

[0006] 为克服现有技术的局限和不足,本发明提出了一种原边反馈反激式电源CCM与DCM 模式的恒流控制系统,这种方法不仅适用于DCM模式,更可以应用到CCM模式下,在提高恒流 精度的同时,可以提高电路的功率应用范围。
[0007] 为了实现上述目的,本发明采用的技术方案是:一种原边反馈反激式电源CCM与 DCM模式的恒流控制系统,其特征在于:包括电流检测模块、输出反馈模块、电流计算模块、 误差计算模块、PID模块、PWM模块以及驱动模块构成的控制系统,该控制系统与受控的开关 电源连接起来构成一个闭环;
[0008] 电流检测模块用于采集实现恒流算法的基本参数,电流检测模块的输入信号包括 PWM模块给定的原边峰值电流Ipeak经转化后的的峰值电压数字值Vp_d i g、PWM模块输出的 开关控制信号duty以及原边采样电流电阻的电压Vs,电流检测模块输出信号包括四个时间 信号ton、tl、t2及tdelay,以及输出给PWM模块的信号Vcompl,电流检测模块包括一个DAC单 元,两个比较器C0MP1及C0MP2以及一个时钟计数单元,DAC单元的输入是峰值电压数字值 Vp_dig,输出为对应的模拟电压量Vp,比较器COMP 1的正端连接原边采样电流电阻的电压 Vs,负端连接原边峰值电流Ipeak对应的电压Vp,比较器C0MP2的正端连接原边采样电流电 阻的电压Vs,负端连接原边峰值电流Ipeak对应电压Vp的部分分压Vp_k,其中Vp_k = k*Vp,0 <k<l,k是根据输入电压最低且负载最大时,Vcompl=0的时间长度为Vcomp2 = 0的时间长 度的1.5倍到2.5倍来选取的,比较器⑶MP1的输出信号Vcomp 1和比较器⑶MP2的输出信号 Vcomp2均为时间计算单元的输入信号;
[0009] 输出反馈模块用于采集实现恒流算法的基本参数、计算次级电感电流的占空比, 输出反馈模块的输入信号包括辅助绕组采样电压Vsense和PWM模块输出的开关控制信号 duty,输出反馈模块的输出信号包括时间信号tr值和模式识别信号flag,输出反馈模块包 括一个比较器C0MP3,比较器C0MP3的正端连接辅助绕组采样电压Vsense,比较器C0MP3的负 端接地,比较器C0MP3的输出Vcomp3为时间信号tr值和模式识别信号flag,在tr值的计算上 DCM模式和CCM模式不同,对于DCM模式,当副边电流为0的时候,辅助绕组上的电压会出现谐 振现象,为了更为精确的计算tr值,Vcomp3 = 1对应的系统时间内需要扣除掉四分之一的谐 振周期才是准确的tr值,对于CCM模式,在duty = 0期间,Vcomp3始终为1,此时duty = 0的时 间段即为tr值,flag = 1表示CCM工作模式,flag = 0表示DCM工作模式,其判断的依据就是在 次边电流恢复到〇后,辅助绕组上分压电阻上的电压是否出现谐振,如果出现谐振,表示处 于DCM工作模式,如果没有出现谐振,表示处于CCM工作模式;
[0010] 电流计算模块用于在开关导通阶段计算原边电感电流的平均值Iav,该模块的输 入信号包括电流检测模块输出的四个时间信号tl、t2、ton和tdelay以及输出反馈模块的输 出信号tr、flag和PWM模块的输出信号Vp_dig,利用flag信号判别采用DCM还是CCM计算模 型,电流计算模块输出信号是二进制数字量Iav_dig;
[0011] 误差计算模块包括精确数字给定、减法器、偏差计算及偏差变化率计算单元,减法 器正端连接精确数字给定单元输出的二进制数字常量Iref?,该值根据系统的设计指标而给 定,减法器负端连接电流计算模块输出的二进制输出电流数字量Iav_dig,减法器的输出通 过偏差计算单元得到二进制的当前采样周期的电压偏差数字量W(t n),将其通过偏差变化 率计算单元与上一个采样周期二进制电压偏差数字量^(tH)相减得到二进制数字量的偏 差变化率A ey(tn);
[0012] PID模块包括微分、比例、积分及求和四个运算单元,积分与比例单元的输入为二 进制的电压偏差w(tn),微分单元的输入为二进制的偏差变化率a ey(tn),将微分、比例、积 分三个运算单元的输出在求和运算单元中求和,求和运算模块输出补偿结果为二进制的数 字量Vpi ;
[0013] P丽模块的输入为PID模块的补偿结果VPI以及电流检测模块输出的Vcompl;通过 PID模块补偿结果VPI以及Vcompl计算得到正常控制时开关周期与占空比的信息,得到周期 与占空比信息后,P丽模块输出开关周期Ts值和原边峰值电流Ipeak值给驱动模块,其中Ts 值是PWM模块根据输入信号计算得到的下一个开关周期的长度,而Ipeak则限定了原边采样 电阻上的最大峰值电流;同时pmi模块利用PID模块输出的乂^值,输出信号Vp_d i g,该信号 Vp_dig用于电流检测模块以及电流计算模块的信息处理;
[0014]驱动模块的输入为PWM模块输出的信号Ts以及Ipeak,Ipeak值限定了原边采样电 阻上的最大电流,而该电流是正比于功率管的导通时间的,因此Ipeak也就限定了功率管的 导通时间,结合上述的两个输入信号,驱动模块输出占空比波形,即duty信号,该信号控制 功率管的栅极,实现对环路的控制;同时duty信号也是电流检测模块以及输出反馈模块进 行信息处理的一个输入信号;重复上述过程进行循环控制开关电源功率管的开通和关断, 以使系统更加稳定,从而获得更高的恒流精度。
[0015]本发明的优点及显著效果:
[0016] 1、通过简单的DAC单元与比较器,可以实现导通阶段电感平均电流的计算,可以应 用于CCM与DCM,本发明的控制实现方法上简单,灵活,易于实现,免去了对于输出电压的采 样电路,降低了电源开发成本。本发明在原理,思路上的创新是带来这一优势的最根本的原 因。
[0017] 2、本发明通过时间补偿运算,可以实现高精度恒流,在DCM模式下,取得了极高的 恒流精度,相比传统的恒流算法,在DCM模式恒流效果下更胜一筹。
[0018] 3、本发明能适用于隔离式或者非隔离开关电源电路结构,具备通用性,可复用性 和可移植性;
【附图说明】
[0019] 图la是本发明控制方法的系统结构框图;
[0020] 图lb是图la中的电流监测模块结构框图;
[0021]图2a是输出反馈模块DCM模式下工作原理的示意图;
[0022]图2b是输出反馈模块CCM模式下工作原理的示意图;
[0023]图3a是输出电流检测模块DCM模式下计算模型的示意图;
[0024]图3b是输出电流检测模块CCM模式下计算模型的示意图;
[0025] 图4是具有本发明的多模式控制反激变换器的闭环电路结构图实施例。
【具体实施方式】
[0026] 本发明提高开关电源恒流精度的控制系统如图la及图4,基于包括电流检测模块、 输出反馈模块、电流计算模块、误差计算模块、PID模块、PWM模块以及驱动模块构成的控制 系统,该控制系统与受控的开关电源连接起来构成一个闭环,电流检测模块,输出反馈模块 采集实现恒流算法的基本参数,电流计算模块在开关导通阶段计算原边电感的平均电流, 根据输入与输出的匝比关系,计算次级输出电流的平均电流,并通过对该电流进行时间上 积分求平均得到输出电流,该输出值在数字PID模块中执行补偿算法,补偿值递交给PWM控 制模块再经驱动模块输出合适的占空比,从而控制数字开关电源的高精度恒流。
[0027] 电流检测模块,参见图lb,包括一个DAC单元,两个比较器C0MP1,C0MP2,以及一个 时间计算单元。D AC单元的输入是PWM模块给定的峰值电流的数字值Vp_d i g,输出为峰值电 流对应于采样电阻上的电压Vp,比较器C0MP1的正端接原边采样电流电阻的电压Vs,负端接 峰值电流对应的电压Vp,输出信号Vcomp 1输入到时间计算单元,比较器C0MP2的正端接采样 电流电阻的电压Vs,负端接峰值电流对应的电压Vp的部分分压Vp_k,其中Vp_k = k*Vp,其中 〇<k<l,k是根据输入电压最低且负载最大时,Vcompl = 0的时间长度为Vcomp2 = 0的时间 长度的两倍左右来选取的,输出信号V c 〇 mp 2输入到时间计算单元;时间计算单元的输入信 号分别为PWM模块输出的开关控制信号duty,两个比较器的输出信号Vcomp 1与Vcomp2,该模 块根据内部时钟信号分别计算Vcomp 1 = 0,Vcomp2 = 0时间段11的时间长度,Vcomp2 = 1, Vcompl = 0时间段t2的时间长度,以及Vcompl = l,Vcomp2 = l时间段tdelay的长度,同时计 算duty = 1的时间长度ton,ton为开关导通的时间长度。电流检测模块的输出结果是电流计 算模块计算lav的重要参数,该模块输出参数的准确性会影响到最后的计算精度。
[0028]如图la及图4,输出反馈模块主要计算次级电感电流的占空比,主要包括一个比较 器C0MP3(未示出)与一个时间计算模块。这里的输出反馈主要指的是辅助绕组的反馈电压, 而不是输出电压的直接反馈,这种原边反馈的方式省去了采样光耦、减少了电路组件数目、 降低了电路复杂程度。比较器C0MP3正端接辅助绕组分压电阻上的采样电压Vsense,负端接 地,输出信号Vcomp3输入到时间计算单元,PWM模块输出的开关控制信号duty同时也是时间 计算单元的输入,在tr值的计算上DCM模式和CCM模式略有不同。
[0029]以下结合图例详细阐述输出反馈模块的计算原理。如图2a,这是DCM模式下的tr计 算工作原理图,DCM模式下典型的特征就是,下一次开关导通之前存在一个谐振,为了精确 计算tr值,利用duty,以及Vcomp3信号可以对Vsense信号划分三个工作区域,当duty= 1即 为第一工作区,用enable = 0来表示,当enable = 0,Vcomp3 = 1时,进入第二工作区域,用 enable = 1来表示,当enable = 1. Vcomp3首次变为0,即为第三工作区域,用enable = 2来表 示。首先计算enable = 1的时间长度,计为tr_temp,然后通过添加一个零时变量rise可以计 算6仙1316 = 2后第一个谐振半周期1:_1^1;1^,此时1^ = 1:1'_1611^-1:_1^1;1^/2,利用此式计算得到 的tr值为较为精确,而t_half的计算方法如下,在enable = 0或者enable = 1阶段rise始终 为0,在enable = 2,rise = 0,Vcomp3 = 0时,rise 保持0,在enable = 2,rise = 1,Vcomp3 = 1 时,rise变为1.其他情况rise保持为1,这样,enablle = 2阶段,除第1个谐振半周期rise = 〇,其他谐振阶段,rise为1,即6仙1316 = 2,1^86 = 0对应的时间段即为1:_1^1;1;'。;1^138的初值设 为1,即默认为CCM模态,如果duty不为0期间,出现Vcomp3 = 0,则把f lag设为0,表明是电路 进入了 DCM工作模式。CCM下的tr计算方式参看图2b,根据内部时钟信号计算enabl e = 1的时 间长度就是tr值。
[0030]电流计算模块主要计算原边电感电流的平均值lav。该模块的输入信号是电流检 测模块的输出信号11,12,ton,tde 1 ay,输出反馈模块的输出信号tr,f 1 ag,以及PWM的输出 信号Vp_dig,利用flag信号判别采用DCM还是CCM计算模型,输出信号是数字量Iav_dig。电 流计算模块是是实现高精度恒流的一个关键模块,对于DCM以及CCM采用了不同的计算模型 从而保证不同的模式下有较高的恒流精度。DCM模式,参看图3a,利用简单几何关系就可以 推倒出(1)式
[0032]其中,Iavp是原边导通阶段的平均电流,Ipeak是原边的峰值电流,ton是开关管的 导通时间,tdelay是由于驱动模块造成的延时,考虑tdelay可以进一步提高电流精度。 [0033]对于CCM参看图3b,同样利用几何关系就可以推倒出(2)式
[0035]在本次的实验系统里面k值为0.5。
[0036]在得到原边导通阶段的平均电流IavP后,tr阶段的平均电流1&^与1 &^的关系如 式⑶。
[0037] Iavp Xn = lavs (3)
[0038] 次级电流在时间上取平均可以得到输出电流lav的平均值,如式(4)
[0040]电流计算模块最后输出原边电感电流的平均值lav。
[0041]误差计算模块包括精确数字给定、减法器、偏差计算及偏差变化率计算单元,减法 器正端连接精确数字给定单元输出的二进制数字常量Iref?,该值根据系统的设计指标而给 定,减法器负端连接电流计算模块输出的二进制输出电流数字量Iav_dig,减法器的输出通 过偏差计算单元得到二进制的当前采样周期的电压偏差数字量W(t n),将其通过偏差变化 率计算单元与上一个采样周期二进制电压偏差数字量^(tH)相减得到二进制数字量的偏 差变化率A ey(tn);
[0042] PID模块包括微分、比例、积分及求和四个运算单元,积分与比例单元的输入为二 进制的电压偏差w(tn),微分单元的输入为二进制的偏差变化率a ey(tn),将微分、比例、积 分三个运算单元的输出在求和运算单元中求和,求和运算模块输出补偿结果为二进制的数 字量Vpi ;
[0043] PWM模块的输入为PID模块的补偿结果VPI以及电流检测模块输出的Vcompl;通过 PID模块补偿结果V PI以及Vcompl计算得到正常控制时开关周期与占空比的信息,得到周期 与占空比信息后,输出Ts值和Ipeak值给驱动模块,其中Ts值决定了下一个开关周期的长 度,而Ipeak则限定了原边采样电阻上的最大峰值电流;同时PWM模块利用VPI值,输出信号 Vp_dig,该数值主要用于电流检测模块,以及电流计算模块的信息处理。
[0044] 驱动模块的输入为PWM模块的输出信号Ts,以及Ipeak。Ipeak值限定了原边采样电 阻上的最大电流,而该电流是正比于功率管的导通时间的,因此Ipeak也就限定了功率管的 导通时间。结合上述的两个输入信号,驱动模块的输出占空比波形,即dutv信号,该信号接 功率管的栅极,实现对环路的控制。同时duty信号也是电流检测模块以及输出反馈模块进 行信息处理不可或缺的一个重要输入信号。重复上述过程进行循环控制开关电源功率管的 开通和关断,以使系统更加稳定,从而获得更高的恒流精度。
[0045] 以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明,不能认定 本发明的具体实施只局限于这些说明,在此描述的本发明可以有许多变化(在其他开关电 源中都可以使用恒流算法控制),这种变化不能人为偏离本发明的精神和范围。因此,所有 对本领域技术人员显而易见的改变,都应包括在本权利要求书的涵盖范围之内。
【主权项】
1. 一种原边反馈反激式电源CCM与DCM模式的恒流控制系统,其特征在于:包括电流检 测模块、输出反馈模块、电流计算模块、误差计算模块、PID模块、PWM模块以及驱动模块构成 的控制系统,该控制系统与受控的开关电源连接起来构成一个闭环; 电流检测模块用于采集实现恒流算法的基本参数,电流检测模块的输入信号包括PWM 模块给定的原边峰值电流Ipeak经转化后的的峰值电压数字值Vp_di g、PWM模块输出的开关 控制信号duty以及原边采样电流电阻的电压Vs,电流检测模块输出信号包括四个时间信号 ton、tl、t2及tdelay,以及输出给PWM模块的信号Vcompl,电流检测模块包括一个DAC单元, 两个比较器C0MP1及C0MP2以及一个时钟计数单元,DAC单元的输入是峰值电压数字值Vp_ d i g,输出为对应的模拟电压量Vp,比较器COMP 1的正端连接原边采样电流电阻的电压Vs,负 端连接原边峰值电流Ipeak对应的电压Vp,比较器C0MP2的正端连接原边采样电流电阻的电 压Vs,负端连接原边峰值电流Ipeak对应电压Vp的部分分压Vp_k,其中Vp_k = k*Vp,0<k< 1,k是根据输入电压最低且负载最大时,Vcompl = 0的时间长度为Vcomp2 = 0的时间长度的 1 · 5倍到2 · 5倍来选取的,比较器C0MP1的输出信号Vcompl和比较器C0MP2的输出信号Vcomp2 均为时间计算单元的输入信号; 输出反馈模块用于采集实现恒流算法的基本参数、计算次级电感电流的占空比,输出 反馈模块的输入信号包括辅助绕组采样电压Vsense和PWM模块输出的开关控制信号duty, 输出反馈模块的输出信号包括时间信号tr值和模式识别信号flag,输出反馈模块包括一个 比较器C0MP3,比较器⑶MP3的正端连接辅助绕组采样电压Vsense,比较器C0MP3的负端接 地,比较器C0MP3的输出Vcomp3为时间信号tr值和模式识别信号flag,在tr值的计算上DCM 模式和CCM模式不同,对于DCM模式,当副边电流为0的时候,辅助绕组上的电压会出现谐振 现象,为了更为精确的计算tr值,Vcomp3 = l对应的系统时间内需要扣除掉四分之一的谐振 周期才是准确的tr值,对于CCM模式,在duty = 0期间,Vcomp3始终为1,此时duty = 0的时间 段即为tr值,flag=l表示CCM工作模式,flag = 0表示DCM工作模式,其判断的依据就是在次 边电流恢复到〇后,辅助绕组上分压电阻上的电压是否出现谐振,如果出现谐振,表示处于 DCM工作模式,如果没有出现谐振,表示处于CCM工作模式; 电流计算模块用于在开关导通阶段计算原边电感电流的平均值lav,该模块的输入信 号包括电流检测模块输出的四个时间信号tl、t2、ton和tdelay以及输出反馈模块的输出信 号tr、flag和ΠΜ模块的输出信号Vp_dig,利用flag信号判别采用DCM还是CCM计算模型,电 流计算模块输出信号是二进制数字量Iav_dig; 误差计算模块包括精确数字给定、减法器、偏差计算及偏差变化率计算单元,减法器正 端连接精确数字给定单元输出的二进制数字常量Iref,该值根据系统的设计指标而给定, 减法器负端连接电流计算模块输出的二进制输出电流数字量Iav_dig,减法器的输出通过 偏差计算单元得到二进制的当前采样周期的电压偏差数字量k(t n),将其通过偏差变化率 计算单元与上一个采样周期二进制电压偏差数字量^^^)相减得到二进制数字量的偏差 变化率Δ eu(tn); PID模块包括微分、比例、积分及求和四个运算单元,积分与比例单元的输入为二进制 的电压偏差εμ(?η),微分单兀的输入为二进制的偏差变化率△ εμ(?η),将微分、比例、积分三 个运算单元的输出在求和运算单元中求和,求和运算模块输出补偿结果为二进制的数字量 Vpi; PWM模块的输入为PID模块的补偿结果VPI以及电流检测模块输出的Vcomp 1;通过PID模 块补偿结果VPI以及Vcompl计算得到正常控制时开关周期与占空比的信息,得到周期与占空 比信息后,PWM模块输出开关周期Ts值和原边峰值电流Ipeak值给驱动模块,其中Ts值是PWM 模块根据输入信号计算得到的下一个开关周期的长度,而Ipeak则限定了原边采样电阻上 的最大峰值电流;同时PWM模块利用PID模块输出的¥^值,输出信号Vp_dig,该信号Vp_dig用 于电流检测模块以及电流计算模块的信息处理; 驱动模块的输入为PWM模块输出的信号Ts以及Ipeak,Ipeak值限定了原边采样电阻上 的最大电流,而该电流是正比于功率管的导通时间的,因此Ipeak也就限定了功率管的导通 时间,结合上述的两个输入信号,驱动模块输出占空比波形,即duty信号,该信号控制功率 管的栅极,实现对环路的控制;同时duty信号也是电流检测模块以及输出反馈模块进行信 息处理的一个输入信号;重复上述过程进行循环控制开关电源功率管的开通和关断,以使 系统更加稳定,从而获得更高的恒流精度。
【文档编号】G05F1/10GK106054995SQ201610524020
【公开日】2016年10月26日
【申请日】2016年7月4日
【发明人】徐申, 过恒荣, 王冲, 司开心, 孙伟锋, 陆生礼, 时龙兴
【申请人】东南大学
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