专利名称：传输线路连接结构及发送/接收装置的制作方法
技术领域：
本发明涉及一种传输线路连接结构，用以发送比如微波或毫米波等高频信号。还涉及一种发送/接收装置，它是使用所述传输线路连接结构被构造成的。
背景技术：
一般地说，众所周知的现有传输线路连接结构中，比如通过形成预定槽宽的槽隙，分隔介电基板前表面上形成的前表面电极而构成隙槽线路(slot line)，并使多条这样的隙槽线路连接(比如参见专利文献1)。采用这种公知技术，使两条隙槽线路的前表面电极被定位成其间夹置所提供的预定缝隙而彼此相对的状态，而且还对每个前表面电极提供隙缝谐振器，谐振器的一端开口通常被制成正方形切口，切口中边缘开在所述缝隙的一侧。每条隙槽线路与一个隙缝谐振器相连，并利用两条隙槽线路的连接使两个隙缝谐振器互相连接，使得能够传输高频信号。另外，发送/接收装置的结构也是公知的，比如使用传输线路连接结构的通信装置(比如参见专利文献2)。
专利文献1日本未审专利申请公开No.2001-308601专利文献2日本未审专利申请公开No.2003-101301采用专利文献1的现有技术，所述隙缝谐振器的一端向着两个前表面电极之间的缝隙开口，因而能够从隙缝谐振器的开口边缘侧向是缝隙泄漏高频信号。当像专利文献2中所述那样把使用传输线路的发送/接收装置容装于一个封装内时，通常所述的前表面电极会与封装内的导体壁面接触，并且比如被接地。相应地，所述缝隙的前端会因所述封装内的壁面被短路。换句话说，所述前表面电极之间的缝隙起泄漏线路的作用，而且这种泄漏线路的前端也被封装所短路。因此，在封装内，在泄漏线路的短端(短路端)流有所泄漏的高频信号的实际电流，于是，就使得隙缝谐振器的谐振频率很容易受到所述前表面电极与的封装连接状态的影响。结果，就可能发生两条隙槽线路连接特性不稳定的问题。
另外，所述隙缝谐振器的谐振频率会随从隙缝谐振器到封装的距离而变。于是，为使所述隙槽线路之间的连接特性保持一定，在将介电基板安装到封装内时，就需要提高介电基板、前表面电极以及封装等的尺寸精度和安装精度。这样，就可能产生会使构成比如通信器件的模块的制作成本提高的问题。
此外，所述隙缝谐振器的的谐振频率会随封装与隙缝谐振器之间泄漏线路的距离长短而变，因此，就需要对每一种封装尺寸设计封装与前表面电极的连接结构。这样就会存在设计自由度低下的问题。
发明内容
根据上述现有技术的问题而作出本发明，相应地，它的目的在于提供一种传输线路连接结构以及发送/接收装置，使通过传输线路的各电极之间缝隙的泄漏电流传送受到抑制，稳定各传输线路间的连接特性，降低制作成本，以及提高设计的自由度。
(1)为了解决上述问题，本发明的传输线路连接结构包括传输线路，所述传输线路包含介电基板、在介电基板一侧上形成的电极，以及在所述电极处形成的具有预定宽度的槽隙；连接多个这样的传输线路；其中，多个传输线路之一的电极与多个传输线路中另一个的电极彼此间以一缝隙按一定的距离设置；使谐振器与所述传输线路相连，谐振器在缝隙一侧的一端开口，在每个电极处设置所述谐振器，使得能够彼此耦接；在所述多个电极中的至少一个那里设置短截线(stub)，用以抑制在多个电极之间缝隙中的信号泄漏；并且当所述传输线路中传送的单模高频信号的波长为λg_odd时，将所述短截线的长度设定为接近λg_odd/4的值，以及将所述谐振器与短截线之间的长度设定为十分小于λg_odd/2的值。
按照本发明，多个电极之间以缝隙分开，这些电极的每一个上具有谐振器，而且使传输线路与每个谐振器连接。因此，通过使多个谐振器彼此相连，就可以使多条传输线路连接，因而高频信号就可以在这些传输线路之间传送。与此同时，所述谐振器在所述缝隙的边缘开口，从而使高频信号具有在各电极之间的缝隙中从所述谐振器的开口端泄漏的倾向。相反地，在所述多个电极中至少一个电极上设置短截线，就可以因使用这种短截线而使所述缝隙中的高频信号泄漏受到抑制。从而，即使缝隙的前边缘一侧比如因封装内壁等而被短路，来自高频信号的实际电流就不流到这个短路边缘，并使谐振器的谐振频率稳定。结果，就可使传输线路的连接状态稳定，而无需再去提高介电基板、各电极等的尺寸精度和安装精度，并且可使成本降低，以及能够提高设计的自由度。
另外，将所述短截线的长度设定成接近单模高频信号的波长λg_odd/4。因此，即使单模高频信号通过所述缝隙泄漏，也可以将所述缝隙与短截线的分歧位置(短截线的基端侧)关于高频信号做成假想的开放端。于是，对于泄漏的高频信号的反射特性提高，因而，可由所述短截线使泄漏的高频信号切实地被遮断，从而可以进一步提高谐振器的谐振频率稳定性。结果，即使所述介电基板等的各种尺寸方面存在多种较大的矛盾，仍可减少两条传输线路的连接损失。
另外，将谐振器与短截线之间的长度设定成十分小于单模高频信号的波长λg_odd的1/2的值。因此，当两个谐振器以单模形式谐振时，其中沿彼此相反的方向形成电场，所述两个谐振器以近似λg_odd/2值，也就是谐振器的长度、谐振器与短截线之间的长度和短截线的长度之和的值的谐振频率谐振。
现在，为了有两个谐振器也按双模形式谐振，这当中彼此沿相同的方向形成电场，应该将沿高频信号传送方向延伸的谐振器长度设定成约为双模高频信号波长λg_even的1/4的值。另外，当两个谐振器以双模形式谐振时，高频信号不会泄漏到缝隙中。因此，双模形式的谐振频率通常为一固定值，而与谐振器和短截线之间的长度无关。另一方面，单模形式的谐振频率随谐振器与短截线之间的长度和短截线的长度而变化。因此，可以由谐振器与短截线之间的长度等设定单模形式的谐振频率。结果，利用双模与单模之间的结合，可以构成两级的带通滤波器，并且可以与双模形式的谐振频率独立地设定单模形式的谐振频率，并可使所述连接结构的设计得到改善。
再有，将谐振器和短截线之间的长度设定为十分小于λg_odd/2的值。因此，可将单模形式的谐振频率设定得低于双模形式的谐振频率，而且可以在双模形式的谐振频率较低一侧提供通过的带域。此外，由于将谐振器和短截线之间的长度设定为十分小于λg_odd/2的值，所以可使谐振器和短截线定位得非常接近，并可使传输线路的连接结构小型化。
(2)另外，可将本发明构造成使一种传输线路连接结构包括传输线路，所述传输线路包含介电基板、在介电基板每一侧上形成的电极，以及在所述每个电极处形成的具有预定宽度的槽隙，每个槽隙彼此相对，同时夹置所述介电基板；连接多个这样的传输线路；其中，多个传输线路之一的电极与多个传输线路中另一个的电极彼此间以一缝隙按一定的距离设置；使谐振器与所述传输线路相连，谐振器在缝隙一侧的一端开口，在每个电极处设置所述谐振器，使得能够彼此耦接；在所述多个电极中的至少一个那里设置短截线，用以抑制在多个电极之间缝隙中的信号泄漏；并且当所述传输线路中传送的单模高频信号的波长为λg_odd时，将所述短截线的长度设定为接近λg_odd/4的值，以及将所述谐振器与短截线之间的长度设定为十分小于λg_odd/2的值。
这种情况与上面描述的在介电基板的一侧上设置电极不同，这里是在所述介电基板的每一侧上都设置电极。然而，对所述电极设置槽隙、谐振器以及短截线的点与上面所述结构的相同。另外，将所述短截线的长度设定为接近λg_odd/4值的点，以及将谐振器与短截线之间的长度设定为十分小于λg_odd/2的值点也都与上面所述结构的相同。因此，即使在所述介电基板的每一侧上都设置电极的情况下，一般地说，也能得到与上面所述的在介电基板一侧上设置电极情况相同的效果。
(3)另外，可将本发明构造成使一种传输线路连接结构包括传输线路，所述传输线路包含介电基板，在介电基板的一侧上形成的电极，以及在所述电极处形成的具有预定宽度的槽隙；连接多个这样的传输线路；其中，多个传输线路之一的电极与多个传输线路中另一个的电极彼此间以一缝隙按一定的距离设置；使谐振器与所述传输线路相连，谐振器在缝隙一侧的一端开口，在每个电极处设置所述谐振器，使得能够彼此耦接；在所述多个电极中的至少一个那里设置短截线，用以抑制在多个电极之间缝隙中的信号泄漏；并且当所述传输线路中传送的单模高频信号的波长为λg_odd时，将所述短截线的长度设定为接近λg_odd/4的值，以及将所述谐振器与短截线之间的长度设定为接近λg_odd/2的值。
这种情况也是在至少一侧电极上设置短截线。因此，利用这种短截线，可使高频信号在所述缝隙中的泄漏受到抑制。另外，将所述短截线的长度设定为接近λg_odd/4的值，从而，即使当单模高频信号通过所述缝隙泄漏，也可将所述缝隙与短截线的分歧位置(短截线的基端侧)对于高频信号做成假想的开放端。于是，泄漏的高频信号的反射特性提高，并因此而可由所述短截线使泄漏的高频信号切实地被遮断，从而可以进一步提高谐振器的谐振频率稳定性。结果，即使所述介电基板等的各种尺寸方面存在多种较大的矛盾，仍可以在两条传输线路之间得到通过的带域，并且可减少两条传输线路的连接损失。
另外，将谐振器与短截线之间的长度设定成约为单模高频信号的波长λg_odd的1/2的值，因此，当两个谐振器以单模形式谐振时，其中彼此沿相反的方向形成电场，所述两个谐振器以接近波长λg_odd，即谐振长度、谐振器与短截线之间的长度和短截线的长度之和的值的谐振频率值谐振。
现在，为了有两个谐振器也按双模形式谐振，这当中彼此沿相同的方向形成电场，应该将沿高频信号传送方向延伸的谐振器长度设定成约为双模高频信号波长λg_even的1/4的值。另外，当两个谐振器以双模形式谐振时，高频信号不会泄漏到各缝隙中，从而，使双模形式的谐振频率通常为一固定值，而与谐振器和短截线之间的长度无关。另一方面，单模形式的谐振频率随谐振器与短截线之间的长度和短截线的长度而变化。因此，可以由谐振器与短截线之间的长度等设定单模形式的谐振频率。结果，利用双模与单模之间的结合，可以构成两级的带通滤波器，并且可以与双模形式的谐振频率独立地设定单模形式的谐振频率，并可使所述连接结构的设计得到改善。
再有，将谐振器和短截线之间的长度设定为接近λg_odd/2的值，由此，可将单模形式的谐振频率设定得高于双模形式的谐振频率，而且可以在双模形式的谐振频率较高一侧提供通过的带域。
(4)另外，可将本发明构造成使一种传输线路连接结构，它包括传输线路，所述传输线路包含介电基板、在介电基板每一侧上形成的电极，以及在每个电极处形成的具有预定宽度的槽隙，每个槽隙彼此相对，同时夹置所述介电基板；每个电极处形成所述槽隙，连接多个这样的传输线路；其中，多个传输线路之一的电极与多个传输线路中另一个的电极彼此间以一缝隙按一定的距离设置；使谐振器与所述传输线路相连，谐振器在缝隙一侧的一端开口，在每个电极处设置所述谐振器，使得能够彼此耦接；在所述多个电极中的至少一个那里设置短截线，用以抑制在多个电极之间缝隙中的信号泄漏；并且当所述传输线路中传送的单模高频信号的波长为λg_odd时，将所述短截线的长度设定为接近λg_odd/4的值，以及将所述谐振器与短截线之间的长度设定为接近λg_odd/2的值。
这种情况也是将谐振器与短截线之间的长度设定为接近λg_odd/2的值，从而通常能得到与上面所述相同的效果。
此外，使用本发明的这种传输线路连接结构，可以构成比如通信装置、雷达装置等发送/接收装置。
采用这样的结构，即使在将多条传输线路定位于一个装置内时，也可以用谐振器连接这些传输线路。另外，即使在多条传输线路的电极之间形成有缝隙，由于在各电极上设置所述短截线，因而抑制泄漏的高频信号传入各缝隙中。因此，可使各传输线路的连接状态稳定，并因此而使整个发送/接收装置的特性稳定，还能提高可靠性。此外，可使各传输线路的连接特性稳定，而与所述介电基板、电极、封装等的尺寸精度或安装精度无关，从而能够降低制作成本，并且对于整个发送/接收装置而言，可使设计的自由度得到提高。
图面说明
图1是第一实施例传输线路连接结构的透视图；图2是图1中传输线路连接结构的放大平面图；图3是表示图1中隙缝谐振器正按双模形式谐振状态的平面图；图4是表示图1中隙缝谐振器正按单模形式谐振状态的平面图；图5是表示图1中传输线路连接结构的反射系数和透射系数的频率特性的特性曲线图；
图6是表示图1中传输线路连接结构的反射损失的频率特性模拟结果的特性曲线图；图7是表示比较例中传输线路连接结构的反射损失的频率特性模拟结果的特性曲线图；图8是表示图1中传输线路连接结构的反射损失的频率特性实际测量结果的特性曲线图；图9是表示第一实施例传输线路连接结构的槽形短截线被定位得非常接近隙缝谐振器状态的平面视图；图10是与图9相比，表示第一实施例传输线路连接结构的槽形短截线被定位得远离隙缝谐振器的状态平面图；图11是表示谐振频率与槽形短截线与隙缝谐振器之间距离长短对应的特性曲线图；图12是传输线路连接结构第一种改型例的放大平面视图；图13是传输线路连接结构第二种改型例的放大平面视图；图14是传输线路连接结构第三种改型例的放大平面视图；图15是传输线路连接结构第四种改型例的放大平面视图；图16是传输线路连接结构第五种改型例的放大平面视图；图17是传输线路连接结构第六种改型例的放大平面视图；图18是传输线路连接结构第七种改型例的放大平面视图；图19是第二实施例传输线路连接结构的透视图；图20是图19中传输线路连接结构的放大平面视图；图21是表示第三实施例通信装置的分解透视图；图22是图21中通信装置的方框图。
参考标记1隙槽线路(传输线路)2，22介电基板2A，22A前表面2B，22B后表面3前表面电极(电极)
4，25，26槽隙5，27缝隙6隙缝谐振器(谐振器)7，29匹配部分8，11，12，13，14槽形短截线(短截线)21PDTL(传输线路)23前表面电极(双面电极)24后表面电极(双面电极)28PDTL谐振器(谐振器)30PDTL短截线(短截线)具体实施方式
以下将参照附图描述本发明实施例的传输线路连接结构及发送/接收装置。
首先，图1至图4说明第一实施例的传输线路连接结构。图1中示出用作传输线路的隙槽线路。所述隙槽线路1包括介电基板2、前表面电极3和槽隙4。
用所需要的材料，如陶瓷材料或合成材料，组合并烧结这些材料，将所述介电基板2做成具有相对介电常数εr的平面形状，并具有前表面2A和后表面2B。另外，在介电基板2的前表面2A上，设置前表面电极3(设置于一侧上的电极)，利用导电性金属材料，将其形成薄膜。再在前表面电极3上形成槽隙4，该槽隙被开口出为具有一定宽度尺寸的带状(槽)，这个槽隙4沿着比如微波或毫米波等高频信号发送的方向(图1中的箭号A方向)延伸。
另外，沿着比如高频信号发送的方向以直线方式定位两条隙槽线路1。与此同时，使两条隙槽线路1的介电基板2被定位成彼此分开。再有，随着使两条隙槽线路1的位置彼此面对，进一步将所述前表面电极3的端缘3A定位于比如与介电基板2边缘面相比为中心的部分(内部)。于是，介电基板2的超出前表面电极3的端缘3A之外向着另一介电基板2突出的部分具有介电基板2的前表面2A。
参考标号5指的是在两个前表面电极3之间形成的缝隙，它们补充两条隙槽线路1。缝隙5在前表面电极3的端缘3A之间形成有一定的空间间隔尺寸G，使两个前表面电极3分开且彼此相对。这样，所述缝隙5就被夹置于两个前表面电极3之间。
参考标号6指的是隙缝谐振器，它的一端是开放的，各自设置于所述两个前表面电极3上。每个隙缝谐振器通常被制成方形切口，与槽隙4连续，其中在所述缝隙一侧上的边缘开口，而且每一个都与隙槽线路1相连。这里，当隙槽线路1传送的双模形式高频信号的波长为λg_even时，譬如，将沿隙缝谐振器6的高频信号传送方向的长度Lr设定为接近λg_even/4(Lr＝λg_even/4)的值。于是，当两个隙缝谐振器6以双模方式谐振时，其中具有沿彼此相同方向的电场E，这时隙缝谐振器6的谐振频率为与波长λg_even相应的值。
另外，沿隙缝谐振器6长度方向(高频信号发送方向)的一端位于前表面电极3的边缘部分一侧上(端缘3A附近)，并向着缝隙5开放。另一方面，沿隙缝谐振器6长度方向的另一端向着前表面电极3的中心一侧延伸，并且还使隙槽线路1沿其宽度方向连接到所述中心部分。再有，两个隙缝谐振器6以设置于其间的缝隙5彼此相对，而且还被紧密接近地定位，使二者能够直接电磁耦合。
再有，在隙缝谐振器6与隙槽线路1之间设置有匹配部分7，使槽隙宽度呈阶梯方式扩展。匹配部分7使隙缝谐振器6与隙槽线路1之间的阻抗匹配得到改善，并使其间的结合量最佳。
参考标号8指的是在前表面电极3上形成的槽形短截线。由自缝隙5伸向前表面电极3的中心部分的槽形成槽形短截线8，并形成从缝隙5分叉的通常呈四边形的带状。另外，槽形短截线8设置于其间夹置有缝隙5的两个前表面电极3当中的每一个上，而且槽形短截线8还设置于沿其间夹置着隙缝谐振器6的缝隙5的延伸方向的两侧上面。这样，在每个前表面电极3就有两个槽形短截线8，总共有四个。再有，当传送隙槽线路1的单模高频信号波长为λg_odd时，将槽形短截线8的长度Ls设定成比如接近λg_odd/4的值(Ls＝λg_odd/4)。于是，槽形短截线8就取位于缝隙5基端侧上的中点部分作为单模高频信号的假想开放端部。
此外，对于单模高频信号的波长λg_odd，，将隙缝谐振器6与槽形短截线8之间的距离尺寸Ds设定成十分小于1/2(Ds＜＜λg_odd/2)，或者对于单模高频波的波长λg_odd，设定成接近同值的1/2(Ds≌λg_odd/2)。换句话说，通过将由两个隙缝谐振器6形成的两级BPF的通频带布局于双模谐振频率较低侧，或者布局于其较高侧，适当地设定位于槽形短截线8与隙缝谐振器6之间的隙槽线路5的长度(距离长度Ds)。
本实施例的传输线路连接结构具有上述结构，下面将要描述它的工作情况。
首先，当把高频信号输入一条隙槽线路1中时，沿槽隙4的宽度方向形成电场E，同时沿槽隙4的长度方向以及沿介电基板2的厚度方向形成磁场(未示出)。高频信号在集中于槽隙4附近的状态下沿着槽隙4传送，并到达设置于隙槽线路1的边缘部分上的隙缝谐振器6。与此同时，把两个隙缝谐振器6定位得使它们彼此紧靠，从而使两个隙缝谐振器6彼此电磁耦合。由此，利用隙缝谐振器6使两条隙槽线路1彼此相连，从而高频信号通过两个电磁耦合的隙缝谐振器6而从一侧的隙槽线路1传送到另一侧的隙槽线路1。
于是，各隙槽线路1上所制成的前表面电极3以及其间的缝隙5按固定的间隔彼此分开地定位。再有，由于缝隙5侧面开放，两个隙缝谐振器6跨过缝隙5彼此面对地定位。于是高频信号可以从隙缝谐振器6的开放端向着缝隙5泄漏。
与此同时，有如图3所表明的那样，当所述两个隙缝谐振器6都以具有与宽度方向同方向(与传送方向正交的方向)的电场E的双模形式谐振时，位于两个前表面电极3之间的O-O面形成磁壁，从而不存在传送缝隙5的模式。相反，如图4所示，当所述两个隙缝谐振器6都以具有与宽度方向相反方向的电场E的单模形式谐振时，所述O-O面形成电壁，因而存在传送缝隙5的模式，并隙缝谐振器6向着宽度方向的两侧泄漏。因此，采用单模谐振器频率附近的带域，一部分传送隙槽线路1的高频信号会在隙槽线路5内泄漏。
另一方面，通常将隙槽线路1容纳于封装等内部，并使前表面电极3与封装内的导电壁面接触，而且比如使其接地，从而使缝隙5的前端被封装内的壁面短路。于是，来自在缝隙5内泄漏的高频信号的实际电流流向位于缝隙5前端上的导电壁面。结果，可以使隙缝谐振器6的谐振频率很容易受到所述前表面电极3与封装连接状态的影响，并使两条隙槽线路1的连接特性有变得不稳定的趋势。
相反，采用本实施例，在前表面电极3上从缝隙5分叉而设置槽形短截线8，因而利用槽形短截线8可使通过缝隙5的高频信号泄漏受到抑制。于是，即使在缝隙5的前端一侧被比如封装的内壁等短路时，来自高频信号的实际电流也不会流到短路端，并可使隙缝谐振器6的谐振频率稳定。
为了确认本实施例的效果，下面将采用电磁场模型，关于比如60GHz的高频信号计算本实施例的两条隙槽线路1的传输特性。其结果被示于图5中。
将介电基板2的相对介电常数εr设定为24.4(εr＝24.4)，还将介电基板2的厚度尺寸Tsub设定为0.3mm(Tsub＝0.3mm)。另外，对于图1和图2所示各部分的尺寸而言，匹配部分7的宽度Wq为0.2mm(Wq＝0.2mm)，匹配部分7的长度Lq为0.225mm(Lq＝0.225mm)，隙缝谐振器6的宽度Wr为0.3mm(Wr＝0.3mm)，隙缝谐振器6的长度Lr为0.3mm(Lr＝0.3mm)，以及缝隙5的间隔尺寸G为0.1mm(G＝0.1mm)。此外，隙缝谐振器6与槽形短截线8之间的缝隙5的长度(间隔尺寸Ds)为0.3mm(Ds＝0.3mm)，槽形短截线8的宽度Ws为0.3mm(Ws＝0.3mm)，以及还将槽形短截线8的长度Ls设定为比如0.33mm(Ls＝0.33mm)，从而约为单模高频信号波长λg_odd的1/4。另外，将从槽形短截线8到缝隙5端部的距离尺寸R设定为0.5mm(R＝0.5mm)。
从图5的结果，用两个隙缝谐振器6连接隙槽线路1，从而得到在60GHz下使用两级带通滤波器(BPF)的连接特性。这里的通频带宽BW比如为10GHz或更宽，其中所反射损失RL为20dB或更小。
接下去，对于本实施例的隙槽线路1的连接结构，缝隙5的终端位置(距离尺寸R)在±0.2mm的范围内变化，并用一种模型来计算反射损失RL的频率特性。结果示于图6中。缝隙5的终端被设定为短路。
对于图6所示的结果，即使从槽形短截线8到缝隙5终端的距离尺寸R在±0.2mm的范围内变化，对于反射损失RL为20dB或更小的通频带宽BW，也能确保为6GHz或更高。因而，隙槽线路1的加工精度较低，比如即使在介电基板2和前表面电极3等发生±0.2mm测量误差的情况下，采用本实施例隙槽线路1的连接结构，也已经变得明显可以确保通频带接近高频信号频率60GHz的10％。
另一方面，用有如有关一种比较例的隙槽线路1的连接结构的图6那样的模型计算反射损失RL的频率特性，其中省略了槽形短截线8。结果示于图7中。要说明的是，缝隙5的终端位置在±0.2mm范围内变化，而且也使缝隙5的终端被短路。
对于图7所示的结果，当缝隙5的终端位置没有误差时(ΔR＝0mm)，实现反射损失RL在20dB或更小的连接特性。然而，当缝隙5的终端位置改变±0.2mm时(ΔR＝±0.2mm)，不能全部得到反射损失RL为20dB或更小的连接特性。另外，这样的连接特性的变差会发生在缝隙5的终端位置只改变比如±0.5mm(ΔR＝±0.5mm)的情况下，而且，显然已经变得不可能由该比较例得到足够的连接特性。
于是，作为槽形短截线8的效果，可以确认，即使缝隙5的终端位置发生误差，但在隙槽线路1之间能够得出足够的连接特性。另外，在±0.2mm的范围内改变缝隙5终端位置的同时，对实际形成的隙槽线路1的连接结构测量反射损失RL。图8示出测量的结果。相应于图8中所示的结果，即使缝隙5的终端位置随实际的隙槽线路1而在±0.2mm的范围内改变，对于在反射损失RL为20dB或更小范围内的通频带BW也可以得到为5GHz左右。
接下去讨论谐振频率与槽形短截线8与隙缝谐振器6之间的距离尺寸Ds的关系。结果示于图11中。当在隙槽线路1内传送的双模高频信号的波长为λg_even时，将隙缝谐振器6的长度Lr设定为接近λg_even/4的值(Lr＝λg_even/4)。
从图11的结果，在把槽形短截线8和隙缝谐振器6之间的距离尺寸Ds对于单模高频信号波长λg_odd设定成十分小于的1/2的值(Ds＜＜λg_odd/2)时，恰好低于双模谐振频率Feven的单模谐振频率Fodd变得更接近双模谐振频率Feven。与此同时，两个隙缝谐振器6谐振于比如图9所示的状态，并且谐振频率Fodd是使隙缝谐振器6的长度Lr、槽形短截线8与隙缝谐振器6之间距离Ds以及槽形短截线8的长度Ls之和近似为波长λg_odd的1/2(Lr+Ds+Ls＝λg_odd/2)的频率。
另一方面，在把槽形短截线8和隙缝谐振器6之间的距离尺寸Ds设定为近似与单模高频信号波长λg_odd的1/2相同的值(Ds≌λg_odd/2)时，恰好高于双模谐振频率Feven的单模谐振频率Fodd变得更接近双模谐振频率Feven。与此同时，两个隙缝谐振器6谐振于比如图10所示的状态，并且谐振频率Fodd是使隙缝谐振器6的长度Lr、槽形短截线8与隙缝谐振器6之间距离Ds以及槽形短截线8的长度Ls之和近似与波长λg_odd相同(Lr+Ds+Ls≌λg_odd)的频率。于是，可将距离尺寸Ds用作确定单模谐振频率Fodd的自由度。
另外，从图11的结果，在距离尺寸Ds变化时，单模谐振频率Fodd也将改变，但很清楚，采用双模谐振，高频信号不再泄漏到缝隙5中，从而使双模谐振频率Feven难于改变。于是，可以独立于双模谐振频率Feven地确定单模谐振频率Fodd，从而可使连接结构的设计得到改善。
因此，采用本实施例，在前表面电极3上设置槽形短截线8，从而可因槽形短截线8的带阻效应(band rejection effect)而使从缝隙5泄漏的高频信号受到反射。于是，可使通过缝隙5泄漏高频信号受到抑制，从而使得没有实际电流在缝隙5的终端流动。结果，根据涂敷的导电粘合剂的变化、封装尺寸的变化、介电基板2安装位置的变化等，在对封装安装多条隙槽线路1的情况下，甚至是在缝隙5的终端位置已发生变化的情况下，也可使隙缝谐振器6的谐振频率稳定，并可在两条隙槽线路1之间确保足够的通频带。
再有，减轻了对封装以及各隙槽线路1的介电基板2的安装位置精度，或者封装的尺寸精度的要求，从而使得能够易于将隙槽线路1装附于封装内，可使制作成本减少，并可使设计的自由度得到提高。
另外，将槽形短截线8的长度Ls设定为接近隙缝谐振器6单模谐振时的高频信号波长λg_odd的1/4的值，则即使是在单模高频信号通过隙槽线路5泄漏时，对于高频信号，也可以将隙槽线路5与槽形短截线8的分叉位置(槽形短截线8的基端一侧)做在虚设的开放端。于是，对于泄漏的高频信号的反射特性提高，从而，可在槽形短截线8处确实地阻断泄漏的高频信号，并可进一步提高隙缝谐振器6的谐振频率稳定性。于是，即使是在介电基板2等的各种测量中存在较大矛盾的情况下，也能确保两条隙槽线路1之间所需要的通频带宽度，并可使两条隙槽线路1的连接损失减小。
另外，采用本实施例，将槽形短截线8与隙缝谐振器6之间的距离尺寸Ds设定为十分小于1/2单模高频信号波长λg_odd的值(Ds＜＜λg_odd/2)，或者通常设定为与1/2波长相同的值(Ds≌λg_odd/2)。于是，根据距离尺寸Ds的值，可将无论低的抑或高的单模谐振频率Fodd移动到更为接近双模谐振频率Feven。因此，由于两个隙缝谐振器6可将BPF通频带设定为双模谐振频率Feven的低频侧或高频侧，并且利用两种模式的结合，而可使通频带加宽。
还有，通过调整距离尺寸Ds，可以独立于双模谐振频率Feven而确定单模谐振频率Fodd。因而，可将距离尺寸Ds用作确定单模谐振频率Fodd的自由度，并可提高连接结构的设计性。
此外，在将隙缝谐振器6与槽形短截线8之间缝隙5的长度(距离尺寸Ds)设定为十分小于λg_odd/2的值的情况下，可将隙缝谐振器6和槽形短截线8定位地更为接近，可使各隙槽线路1的连接结构更为小型化。
第一实施例的结构采用略呈四角形带状的槽形短截线8。不过，不应将本发明局限于此，可以采用有如图12中第一改型例那样的槽形短截线11，其中槽形短截线11的前端部分被做成圆弧形。在这种情况下，槽形短截线11的前端一侧没有拐角，从而使在角部的电流聚集得到缓和，可以减少高频信号的损失。
再有，第一实施例的结构采用直线状延伸的槽形短截线8。但不应将本发明局限于此，可以采用有如图13中的第二改型例那样的槽形短截线12，它在中间部分有弯折。采用这种结构，可将槽形短截线12做得更小。
另外，第一实施例的结构采用带状的槽形短截线8。但也不应将本发明局限于此，可以采用有如图14中的第三改型例那样的槽形短截线13，它是略呈圆形的，或者可以采用有如图15中的第四改型例那样的槽形短截线14，它是略呈扇形的。在这些情况下，都可使高频信号损失减小，并可在整个宽带范围使高频信号的泄漏受到抑制。
此外，第一实施例结构中将槽形短截线8设置于沿宽度方向两个彼此分开放置、其间夹置有隙缝谐振器6的前表面电极3的两侧。不过，不应将本发明局限于此，可以有如图16中的第五改型例那样，将槽形短截线8设置于沿宽度方向两个彼此分开放置、其间夹置有隙缝谐振器6的前表面电极3当中的一个前表面电极3的两侧。
还有如图17所示的第六改型例，可将所述结构做成把槽形短截线8关于隙缝谐振器6沿宽度方向的一侧设置于一个前表面电极3上，而将另一个槽形短截线8关于隙缝谐振器6沿宽度方向的另一侧设置于另一个前表面电极3上。
此外，采用第一实施例，使设置于一个前表面电极3上的槽形短截线8和设置于另一个前表面电极3上的槽形短截线8所设置的位置是与槽形短截线8和隙缝谐振器6之间的距离尺寸Ds相同的位置。然而，也不应将本发明局限于此，可以有如图18中的第七改型例那样，使设置于一个前表面电极3上的槽形短截线8和设置于另一个前表面电极3上的槽形短截线8所设置的位置可以是离开槽形短截线8和隙缝谐振器6之间的距离尺寸Ds不相同的位置。从而，可在整个宽带范围使高频信号的泄漏受到抑制。
再有，采用第一实施例，只将前表面电极3设置于介电基板2的前表面2A上，并构成隙槽线路1。但也不应将本发明局限于此，而比如可将接地电极设置于介电基板2的几乎整个后表面2B上，并可构成接地的隙槽线路1。
接下去图19和20示出本发明第二实施例的传输线路连接结构，而且本实施例的特点在于，所述传输线路连接结构包括槽隙图样、谐振器图样以及短截线图样，它们都在介电基板的两侧，位置彼此相对，另外，所述传输线路连接结构还包括平面介电传输线(PDTL)、PDTL谐振器和PDTL短截线。
参考标号21表示由作为传输线的双侧隙槽线路形成的平面介电传输线(下称PDTL21)。所述PDTL21包括介电基板22、前表面电极23、后表面电极24，以及槽隙25和26。
这里，就如同第一实施例的介电基板2的情况一样，利用陶瓷材料等，将介电基板22形成为平面形状，具有相对介电常数εr，并具有前表面22A和后表面22B。另外，在介电基板22的前表面22A上，设有利用导电性金属材料被形成为薄膜状的前表面电极23，而在介电基板22的后表面22B上，设有被形成为导电薄膜的后表面电极24。此外，在前表面电极23上形成有槽隙25，这是具有固定宽度尺寸的带形开口(槽)，而在后表面电极24上，在与所述槽隙25相对的位置形成有槽隙26，其间夹置着介电基板22。通常是在介电基板22的两侧22A和22B上对称地形成所述槽隙25和26，并沿着比如微波或毫米波高频信号的传输方向(图19中的箭号A)延伸。
另外，有两个沿着高频信号的传输方向直线定位的PDTL21。与此同时，两个PDTL21的介电基板22的位置互相分开。再有，在两个PDTL21彼此面对的位置，所述电极23和24的端缘23A和24A的位置到中心部分(内侧)比到介电基板22的边缘表面更远。于是，突向另一个介电基板22而超出介电基板22的电极23和24的端缘23A和24A的部分具有被露出的介电基板22的前表面22A。
参考标号27表示构成一侧的PDTL21的电极23和24(双面电极)与构成另一侧的PDTL21的电极23和24之间形成的缝隙。由一侧电极23和24的端缘23A和24A和另一侧电极23和24的端缘23A和24A之间的固定间隔尺寸形成缝隙27，使一侧电极23和24与另一侧电极23和24处于彼此相对的分开状态。因此，缝隙27被夹置于一侧电极23和24和另一侧电极23和24之间。
参考标号28表示PDTL谐振器，它有一个设置于每个PDTL21的电极23和24上的端部开口。每个PDTL谐振器通常被制成连续地形成于槽隙25中的前表面电极23上的略成正方形切口28A，以及连续地形成于槽隙26中的后表面电极24上的略成正方形切口28B。再有，这些正方形切口28A和28B彼此相对，其间夹置着介电基板22，并且通常是对称地形成于介电基板22的两侧22A和22B上。另外，当沿PDTL21传送的双模高频信号的波长为λg_even时，在PDTL谐振器中，将沿高频信号传输方向的长度设定成接近λg_even/4的值。
再有，沿着PDTL谐振器28长度方向的一端位于电极23和24的端部(端缘23A和24A附近)，并向着缝隙27开口。另一方面，沿PDTL谐振器28长度方向的另一端向着电极23和24的中心一侧延伸，而且还使PDTL21沿着它的宽度方向与中心部分相连。另外，两个PDTL谐振器28以设于其间的缝隙27彼此相对，并且还被定位得极为接近，以便能够使二者直接电磁耦合。
此外，在PDTL谐振器28与PDTL21之间设置匹配部分29，使槽隙宽度呈阶梯方式延伸。所述匹配部分29改善了PDTL谐振器28与PDTL21之间的阻抗匹配，并使其间的耦合程度最佳。
参考标号30表示在电极23和24上形成的PTDL短截线。由从缝隙27向着电极23和24的中心部分一侧延伸的槽形短截线30A和30B构成所述PTDL短截线30。槽形短截线30A和30B以设置于其间的介电基板22彼此相对地定位，并形成自缝隙27分叉的近似为四角形的带状。另外，PTDL短截线30关于沿传输方向设置于其间的缝隙27的两侧被设置于每一个电极23和24上，而且沿缝隙27的延伸方向设置于两侧，它们之间夹置有PTDL谐振器28。于是，每个电极23和24上就有两个PTDL短截线30，总共有四个。而且，在沿PDTL21传送的单模高频信号的波长为λg_odd时，将PTDL短截线30的长度设定为比如接近λg_odd/4的值。于是，PTDL短截线30就可以有位于基端一侧的缝隙27的中点部分，就如同对于单模高频信号虚设的开放端一样。
另外，采用PTDL短截线30，正如同第一实施例采用短截线8一样，对于单模高频信号的波长λg_odd，将短截线30与PTDL谐振器28之间的距离尺寸Ds设定为十分小于1/2的值(Ds＜＜λg_odd/2)，或者大体等于1/2的值(Ds≌λg_odd/2)。换句话说，通过在双模谐振频率的低端侧或者它的高端侧安排由两个PTDL谐振器28形成的两级BPF的通频带，而适当地设定位于PTDL短截线30与PTDL谐振器28之间的缝隙27的长度(距离尺寸Ds)。
本实施例也产生与第一实施例同样的效果。
本实施例的结构是采用PTDL短截线30，其中，正如同第一实施例采用的短截线8一样，前端部分以近似成四角形的形式直线地延伸。不过，不应将本发明局限于此，而如同第一改型例中那样，可将所述前端部分制成圆弧形，或者如第二改型例中那样，可使所述前端部分在中点处折回，以及像第三和第四改型例那样，可以采用圆形或者扇形。另外，对于本发明而言，PTDL短截线30的定位也不受限制，可以采用像第五至第七改型例那样的各种配置。
接下去的图21和图22示出本发明的第三实施例，而且本实施例的特点在于是将本发明的隙槽线路连接结构应用于通信设备上。采用本实施例，对于与第一实施例同样的部件使用同样的参考标号，并因此而省略对它们的描述。
参考标号41表示实行了镀敷导电性金属材料的处理(金属化)的树脂封装，它被形成于通信装置的外面。所述树脂封装41包括成盒子形状的外壳42，它的上表面一侧是开放的，还包括被做成近似为四边形的盖子43，用以盖住外壳42的开口一侧。外壳42的外部侧面上设有输入端42A和输出端42B，用以输入和输出中频信号IF，还设有电极42C，用以输入偏压Vd。另一方面，盖子43的中心部分形成以锥形方式被开通的开口部分43A，以便能够在外壳42的内部与外部之间传送和接收电磁波，而且在所述开口部分43A设置无反馈天线43B。再有，所述无反馈天线43B面对后面有述的天线模块45的发射槽隙45A，并调整发射槽隙45A的方向性和发射特性(发射图样)。
参考标号44表示多芯片基板，它形成被安装在外壳42内的介电基板。多芯片基板44包括例如5个分置的基板44A-44E，它们都是由介电材料形成的，整个被做成一个近似为平板状的四边形。另外，在每一个被分开的基板44A-44E的几乎整个前表面上形成前表面电极3，并且，每个被分开的基板44A-44E上的前表面电极3被缝隙5所分开。另外，各分开的基板44A-44E被设置有作为功能模块的天线模块45、天线收发转换开关模块46、发射模块47、接收模块48和振荡模块49，这在后面有述。
参考标号45表示天线模块，用于发射传输波以及接收接收波。天线模块45设在位于多芯片基板44中心部分的分开的基板44A上。另外，天线模块45包含发射隙槽45A，而且发射隙槽45A通过隙槽线路1和隙缝谐振器6与天线收发转换开关模块46耦接。
参考标号46表示天线收发转换开关模块，组成天线收发转换开关，与所述天线模块45相连。天线收发转换开关模块46设置于后侧上邻近近分开的基板44A的分开的基板44B上，它包括被形成为呈四角形的开口部分的隙缝谐振器46A等。另外，隙缝谐振器46A通过隙槽线路1和隙缝谐振器6与天线模块45、发射模块47和接收模块48当中的每一个耦接。
参考标号47表示发射模块，它与天线收发转换开关模块46相连，用以向着天线模块45输出发射信号。发射模块47设在与分开的基板44B相邻的分开的基板44C上。而且，发射模块47包括采用比如场效应晶体管等电子部件形成的混合器47A，它使中频信号IF与振荡模块49输出的本机振荡信号混合，以使发射信号上变频；还包括带通滤波器47B，用以消除来自混合器47A的发射信号的噪声信号；以及包括采用电子部件形成的功率放大器47C，它以偏压Vd工作，放大发射信号的功率。
利用隙槽线路1使混合器47A、带通滤波器47B和功率放大器47C互相连接。换句话说，由隙槽线路1和隙缝谐振器6使混合器47A与振荡模块49耦接。另外，由隙槽线路1和隙缝谐振器6还使功率放大器47C与天线收发转换开关模块46耦接。
参考标号48表示接收模块，它与天线收发转换开关模块46耦接，并将在天线模块45收到接收信号时的接收信号与振荡模块49输出的本机振荡信号混合，将这个接收信号下变频成中频信号IF。这个接收模块48设在与分开的基板44B相邻的分开的基板44D上。而且，接收模块48包括由偏压Vd操纵的电子部件形成并以低噪声放大接收信号的低噪声放大器48A，从来自低噪声放大器48A的接收信号除去噪声信号的带通滤波器48B，以及使振荡模块49输出的本机振荡信号与带通滤波器48B输出的接收信号混合并将其下变频成中频信号IF的混合器48C。
由隙槽线路1使低噪声放大器48A、带通滤波器48B以及混合器48C互相耦接。换句话说，由隙槽线路1和隙缝谐振器6使低噪声放大器48A与天线收发转换开关模块46耦接。并且，由隙槽线路1和隙缝谐振器6使混合器48C与振荡模块49耦接。
参考标号49表示振荡模块，它与发射模块47及接收模块48耦接，并按预定频率使本机振荡信号(如微波或毫米波类的高频信号)振荡。振荡模块49设在分开的基板44E上，被夹置于分开的基板44C和44D之间。利用受偏压Vd操纵的电子部件等形成振荡模块49。具体地说，振荡模块49包括压控振荡器49A，它振荡与控制信号Vc相应频率的信号；支路49B，用以把来自压控振荡器49A的信号提供给发射模块47和接收模块48。
由隙槽线路1使压控振荡器49A与支路49B互相耦接。另外，由隙槽线路1和隙缝谐振器6使支路49B与发射模块47及接收模块48耦接。
隙缝谐振器6被设置得极为靠近两个相邻的分开的基板44A-44E，使二者电磁耦合，并使相邻的分开的基板44A-44E之间的各隙槽线路1耦接。
另外，槽形短截线8设在沿连接于分开的基板44A-44E之间的隙缝谐振器6的宽度方向的两侧。这就使高频信号通过前表面电极3之间的缝隙5泄漏到树脂封装41一侧受到抑制。
有如上述那样构成本实施例的通信装置，接下去将描述它的工作情况。
首先，当用所述通信装置进行发射时，利用振荡模块49将预定频率的本机振荡信号输入到发射模块47中，还输入中频信号IF。于是，发射模块47混合来自振荡模块49的本机振荡信号与中频信号IF，并使其上变频，而且，这个被上变频的中频信号经天线收发转换开关模块46被输出给天线模块45。结果，天线模块45通过发射隙槽45A发射高频信号，而且，无反馈天线43B调整传送信号的发射图样，并通过盖子43的开口部分43A向外发射。
另一方面，在用通信装置进行接收时，把天线模块45接收到的接收信号经天线收发转换开关模块46输入到接收模块48中。与此同时，利用振荡模块49，将预定频率的本机振荡信号输入到接收模块48中。于是，接收模块48混合来自振荡模块49的本机振荡信号和所接收到的信号，并将其下变频为中频信号IF。
因而，按照本实施例，利用隙缝谐振器6，在非接触的情况下，使各分开的基板44A-44E的隙槽线路1电连接，同时，还将短截线8设置于隙缝谐振器6的周围。这样，就能抑制在缝隙5中泄漏的高频信号的传输。因此，可使各隙槽线路1的连接状态稳定，从而能使通信装置的全部特性稳定化，并能提高其可靠性。另外，与材料精度或者树脂封装41、多芯片基板44、前表面电极3等的装配精度无关，而可以使各隙槽线路1的连接特性稳定，从而可以降低通信装置的整体制作成本，并可提高设计的自由度。
采用第三实施例，该例述及可将本发明的传输线路连接结构应用于作为发送/接收装置的特性装置。不过，不应将本发明局限于此，而可以应用于比如雷达设备等发送/接收装置。
再有，采用第三实施例，使用隙槽线路1、隙缝谐振器6以及槽形短截线8。但不应将本发明局限于此，而有如采用第二实施例那样，所述结构可以使用PDTL、PDTL谐振器、PDTL短截线。
另外，采用上述每一个实施例，在隙槽线路1与隙缝谐振器6之间，以及PDTL21和PDTL谐振器28之间设置匹配部分7和29。但同样不应将本发明局限于此，而比如可以省略这些匹配部分，使各隙槽线路及各PDTL直接与隙缝谐振器及PDTL谐振器连耦接还有，采用上述每一个实施例，前表面电极3和23以及后表面电极24的端缘3A、23A和24A被定位得与介电基板2和22的边缘面不同。但也不应将本发明局限于此，而比如可以将所述前表面电极和后表面电极的端缘定位成与介电基板的边缘面相同。
此外，采用上述每一个实施例，两条隙槽线路1和PDTL21与两个介电基板2和22被分开设置。然而，不应将本发明局限于此，比如，可以通过在一个介电基板上分开设置两个前表面电极而设置两条隙槽线路，或者可以将两个PDTL设置于一个介电基板上。
权利要求
1.一种传输线路连接结构，它包括传输线路，所述传输线路包含介电基板、在介电基板一侧上形成的电极，以及在所述电极处形成的具有预定宽度的槽隙；连接多个这样的传输线路；其中，多个传输线路之一的电极与多个传输线路中另一个的电极彼此间以一缝隙按一定的距离设置；使谐振器与所述传输线路相连，谐振器在缝隙一侧的一端开口，在每个电极处设置所述谐振器，使得能够彼此耦接；在所述多个电极中的至少一个那里设置短截线，用以抑制在多个电极之间的缝隙中的信号泄漏；并且当所述传输线路中传送的单模高频信号的波长为λg_odd时，将所述短截线的长度设定为接近λg_odd/4的值，以及将所述谐振器与短截线之间的长度设定为十分小于λg_odd/2的值。
2.一种传输线路连接结构，它包括传输线路，所述传输线路包含介电基板、在介电基板每一侧上形成的电极，以及在所述每个电极处形成的具有预定宽度的槽隙，每个槽隙彼此相对，同时夹置所述介电基板；连接多个这样的传输线路；其中，多个传输线路之一的电极与多个传输线路中另一个的电极彼此间以一缝隙按一定的距离设置；使谐振器与所述传输线路相连，谐振器在缝隙一侧的一端开口，在每个电极处设置所述谐振器，使得能够彼此耦接；在所述多个电极中的至少一个那里设置短截线，用以抑制在多个电极之间的缝隙中的信号泄漏；并且当所述传输线路中传送的单模高频信号的波长为λg_odd时，将所述短截线的长度设定为接近λg_odd/4的值，以及将所述谐振器与短截线之间的长度设定为十分小于λg_odd/2的值。
3.一种传输线路连接结构，它包括传输线路，所述传输线路包含介电基板、在介电基板的一侧上形成的电极，以及在所述电极处形成的具有预定宽度的槽隙；连接多个这样的传输线路；其中，多个传输线路之一的电极与多个传输线路中另一个的电极彼此间以一缝隙按一定的距离设置；使谐振器与所述传输线路相连，谐振器在缝隙一侧的一端开口，在每个电极处设置所述谐振器，使得能够彼此耦接；在所述多个电极中的至少一个那里设置短截线，用以抑制在多个电极之间的缝隙中的信号泄漏；并且当所述传输线路中传送的单模高频信号的波长为λg_odd时，将所述短截线的长度设定为接近λg_odd/4的值，以及将所述谐振器与短截线之间的长度设定为接近λg_odd/2的值。
4.一种传输线路连接结构，它包括传输线路，所述传输线路包含介电基板、在介电基板每一侧上形成的电极，以及在每个电极处形成的具有预定宽度的槽隙，每个槽隙彼此相对，同时夹置所述介电基板；连接多个这样的传输线路；其中，多个传输线路之一的电极与多个传输线路中另一个的电极彼此间以一缝隙按一定的距离设置；使谐振器与所述传输线路相连，谐振器在缝隙一侧的一端开口，在每个电极处设置所述谐振器，使得能够彼此耦接；在所述多个电极中的至少一个那里设置短截线，用以抑制在多个电极之间缝隙中的信号泄漏；并且当所述传输线路中传送的单模高频信号的波长为λg_odd时，将所述短截线的长度设定为接近λg_odd/4的值，以及将所述谐振器与短截线之间的长度设定为接近λg_odd/2的值。
5.一种发送/接收装置，使用权利要求1-4之一的传输线路连接结构。
全文摘要
由介电基板(2)的前表面电极(3)中形成的槽隙(4)构成隙槽线路(1)，并按将前表面电极(3)彼此分开的方式使两条隙槽线路(1)之间布置有缝隙(5)。把在缝隙(5)一侧上具有开口端的隙缝谐振器(6)设置于每条隙槽线路(1)的前部边缘侧，并将这些隙缝谐振器(6)布置得能够彼此耦接。此外，给前表面电极(3)设置与缝隙(5)分叉的短截线(8)。从而，利用所述短截线(8)，可使高频信号通过缝隙(5)的泄漏受到抑制。
文档编号H01P7/08GK1910784SQ20058000223
公开日2007年2月7日 申请日期2005年7月25日 优先权日2004年8月24日
发明者向山和孝, 三上重幸, 石川容平 申请人:株式会社村田制作所