高频开关模块及用于高频电路的频率特性调整方法

专利名称：高频开关模块及用于高频电路的频率特性调整方法
技术领域：
本发明涉及高频开关模块，具体地说，涉及一种使用二极管或FET开 关作为开关元件的高频开关，与包括电感和电容的高频滤波器彼此结合的 高频开关模块。本发明还涉及用于高频电路的高频特性调整方法，具体地 说，涉及一种在包括高频开关(诸如二极管或FET开关)作为开关元件，以 及包括旁路电容的RF前置电路中对衰减特性的调整方法。
背景技术：
一般地说，在比如便携式电话类的移动通信设备中的高频开关模块或 RF前端电路中，使用二极管作为开关装置，要在用于1.8-GHz频带高频 信号的传输路径与用于900-MHz频带高频信号的传输路径之间进行切换。比如专利文献1或2中所披露的，这种高频开关包括两个二极管，电 感器、电容器、电阻器等，并控制加给电源接线端的电压，从而可以在信 号的传输与接收之间进行切换。高频滤波器或RF前端电路是由兀-型低通 滤波器形成的，其中在LC并联谐振电路的每一侧都设有接地电容器(旁路 电容)。高频滤波器或RF前端电路用于去除特别是高阶高次谐波，比如设 置在传输电路中的低噪声放大器(LNA)中所产生的二阶或三阶高次谐波。在通过将二极管切换成0N/0FF而在信号传输路径之间进行切换的高 频开关中，发现图28(A)中所示的二极管D在被加给正向偏压的情况下， 形成有如图28(B)所示的等效电路。即发现在二极管D被导通时，形成电 容分量C与电阻分量R彼此串联，并与电感分量L并联的电路。在通过连接上述兀型低通滤波器与这种高频开关所形成的等效电路 中，人们发现，如图28(C)中所示那样，在二极管D被导通时，所产生的 电感分量L与电容分量C与:i型低通滤波器中的旁路电容Cl构成低通滤波 器。此外，由于该等效电路中电感分量L的电感具有非常小的数值(约为lnH)，这种低通滤波器具有较高的截止频率，从而发现它能够表现出 Chebyshev-特性，也就是说，这样的低通滤波器为Chebyshev型低通滤波 器。电容分量R可以为零。如果在传输信号的高阶高次谐波带(如二阶或三阶高次谐波带)中，即 在tc-型低通滤波器中将会要衰减的频带中，包含Chebyshev型低通滤波器 的脉动频率(通带中的零点fx)，则比如二阶或三阶高次谐波的高阶高次 谐波，不能被有效地衰减。结果，难以得到表现出所需频率特性的高频开 关模块或RF前端电路。专利文献l:日本未审专利申请公开No. 2001-177434 专利文献2:日本未审专利申请公开No. 2003-133994发明内容于是，本发明的目的在于提供一种能够表现所需频率特性的高频开关 模块。本发明的另一目的在于提供一种用于高频电路的频率特性调整方法， 其中可以使截止频率移动到较低频率一侧，并且可将脉动抑制到最低水 平。为实现上述目的，第一发明涉及一种高频开关模块，其中，包含在高 频信号的传输路径之间以选择的方式进行切换用的高频开关装置的高频 开关，以及包含电感器和电容器以去除传输路径中产生的不希望有的波的7c型高频滤波器，它们彼此结合在一起。所述高频开关模块包括在7u-型高频滤波器与高频开关装置之间直接串联连接的电感器，并包括Chebyshev 型低通滤波器，它包含当高频开关装置被导通时所形成的电感分量和电容 分量，并包含在Ti-型高频滤波器中所含的旁路电容器。在用fk表示 Chebyshev型低通滤波器所产生的作为通带零点的脉动频率时，频率fk 包含在除n阶高次谐波衰减带之外的某一频带中，n为基频的整数倍数， 且为大于等于2的整数。按照所述第一发明，通过将构成兀-型高频滤波器的电感与高频开关直 接串联，使脉动频率(通带的零点fx)不包含在兀-型低通滤波器的衰减带 中。从而，可以获得表现出所需频率特性，且具有简单结构的高频开关模块。在上述第一发明的高频开关模块中，频率fk最好处于二阶高次谐波衰减带与三阶高次谐波衰减带之间。高频开关可以选择的方式在用于传输信号的传输路径与用于接收信号的传输路径之间进行切换。可以将7l-型高频滤波器设置在用于传输信号 的传输路径上，以去除传输信号的高阶高次谐波。所述高频开关可以包括二极管，作为高频开关装置，并且7l-型高频滤 波器的电感可以直接与二极管串联连接。作为可供选择的方式，所述高频开关可以包括FET开关作为高频开关装置，并且n-型高频滤波器的电感可 以直接与FET开关串联连接。可以将Tl-型高频滤波器设置在用于高频信号的传输路径上，并且可以 是低通滤波器，所述低通滤波器包括与电容器并联连接并且构成部分LC 并联谐振电路的第一电感器，以及不与第二电感器并联连接并且不构成 LC并联谐振电路的第二电感器。不构成LC并联谐振电路的第二电感器， 可以直接与高频开关串联连接。兀-型高频滤波器的电感器最好具有两倍于从高频开关的一端到与高 频开关的所述一端连接的另一装置之间的最短电路长度的电路长度，或者 更长。随着电感的增大，截止频率可以朝向低频一侧发生相当大的移动。 从而，可以更为有效地抑制脉动。在通过层叠多个介电层所构成的模块单元中，可以将7i-型高频滤波器 的电感器构造成带状线。作为可供选择的方式，在通过层叠多个介电层所构成的模块单元中，可以将7C-型高频滤波器的电感器构造为芯片部件。如果将电感器形成带状线，则可以使模块的尺寸更小。如果将电感器形成为 芯片部件，则很容易获得具有较大感应系数的电感器。可以将第一发明的高频开关模块形成为单频带可兼容或多频带可兼 容的开关模块，用于以选择的方式切换用于传输具有单一波长的高频信号 或用于传输具有多个不同波长的高频信号的传输路径。具体地说，可以将 所述高频开关模块形成为单频带可兼容的开关模块，用于以选择的方式切换用于传输具有单一波长的高频信号的信号传输路径；双频带可兼容开关 模块，用于有选择地切换用于传输具有两种不同波长的高频信号的信号传
输路径；或者三频带可兼容开关模块，用于有选择地切换用于传输具有三 个不同波长的高频信号的信号传输路径。第二发明为用于高频电路的频率特性调整方法，该高频电路包括高频 开关装置和在高频开关装置前级或后级旁路连接的旁路电容。这种频率特 性调整方法包括如下步骤通过增加与高频开关装置直接串联的电感器， 并调整电感数值，使得当高频开关装置被导通时所形成的电容器的电感分 量和电容分量及旁路电容所构成的Chebyshev型低通滤波器电路的截止 频率，被朝向低频一侧移动，并抑制作为通带零点的脉动频率，使得当用 fk表示脉动频率时，频率fk包含在除n阶高次谐波衰减带之外的某一频 带中，其中的n为基频的整数倍数，且n为大于等于2的整数。在按照第二发明用于高频电路的频率特性调整方法中，通过将电感器 直接与高频开关串联连接，可以将截止频率向低频一侧移动所需的量，并 抑制脉动，使脉动频率(通带的零点fx)不包含在Ti-型低通滤波器的衰减 带中。特别是，通过使用上述RF前端电路，二阶或三阶高次谐波可以得 到衰减。在按照第二发明用于高频电路的频率特性调整方法中，所述频率fk 最好处于二阶高次谐波衰减带与三阶高次谐波衰减带之间。电感器最好具有两倍于从高频开关装置的一端到与高频开关装置的 所述一端连接的另一装置之间的最短电路长度，或者更长的电路长度。随 着电感的增大，截止频率可以朝向低频一侧发生相当大的移动。从而，可 以更加有效地抑制脉动。所述装置可以是旁路连接在高频开关装置前级或 后级处的电容。所述高频开关装置可以为二极管或FET开关，电感器可以与二极管或 FET开关直接串联连接。


图1是说明本发明原理的等效电路图；图2表示用于模拟高频电路的等效电路图；图3是说明图2所示等效电路中高频衰减特性的曲线；图4表示用于模拟高频电路的其他等效电路；
图5是说明图4所示等效电路中高频衰减特性的曲线； 图6是说明图4所示等效电路中电感器的感应系数改变时的高频衰减 特性曲线；图7是说明用于模拟高频电路的另一等效电路；图8是说明图7所示等效电路中高频衰减特性(电感值为0. 0nH)的曲线；图9是说明图7所示等效电路中高频衰减特性(电感值为0. 3nH)的曲线；图10是说明图7所示等效电路中高频衰减特性(电感值为0. 5nH)的 曲线；图11是说明图7所示等效电路中高频衰减特性(电感值为2.0nH)的 曲线；图12是说明图7所示等效电路中高频衰减特性(电感值为8.0nH)的 曲线；图13是说明第一实施例高频开关模块的方框图；图14表示第一实施例中使用的陶瓷多层基板的薄片层(从底部开始的 第一到第八层)上所形成的电极的结构；图15表示第一实施例中使用的陶瓷多层基板的薄片层(从底部开始的 第九到第十五层)上所形成的电极的结构；图16表示第一实施例中使用的陶瓷多层基板的薄片层(从底部开始 的第十六到第二十二层)上所形成的电极的结构。图17是表示将电路装置安装在第一实施例中使用的陶瓷多层基板的 正面上的状态平面图；图18是说明第二实施例的高频开关模块的方框图；图19是说明第三实施例的高频开关模块的方框图；图20是说明第四实施例的高频开关模块的方框图；图21是说明第五实施例的高频开关模块的方框图；图22是说明第六实施例的高频开关模块的方框图；图23(A)是表示第六实施例中高频衰减特性的曲线，图23(B)是表示 从第六实施例的电路中去掉电感DL的比较例中高频衰减特性的曲线； 图24说明第六实施例中使用的陶瓷多层基板的薄片层(从底部开始 的第一到第八层)上所形成的电极的结构；图25说明第六实施例中使用的陶瓷多层基板的薄片层(从底部开始 的第九到第十五层)上所形成的电极的结构；图26说明第六实施例中使用的陶瓷多层基板的薄片层(从底部开始 的第十六层到第二十一层)上所形成的电极的结构；图27是表示将电路装置安装在第六实施例中使用的陶瓷多层基板的 正面上的状态平面图；图28表示一种公知的二极管开关；图28(A)为开关电路图；图28(B) 和28(C)为等效电路图。
具体实施方式
下面参照附图描述本发明高频开关模块以及用于高频电路的频率特 性调整方法的实施例。本发明原理的描述(参见图1到12)。如图1戶斤示，本发明高频开关模块的基本结构如下。高频滤波器的电 感器L与二极管D直接(不经由另一元件)串联连接，而二极管D作为开关 装置。具体地说，与构成高频开关SW的二极管D的阳极连接(它们之间为 电感器L)的高频滤波器，为低通滤波器LPF。低通滤波器LPF由包含设在 信号线路上的电感器L1、与电感器L1并联连接的电容器Cla，以及设在 电感器Ll前和后的旁路连接的电容器Clb和Clc的电路构成。电感器L 也构成低通滤波器LPF的一部分。图2(A)所示的等效电路用于模拟包含彼此连接的二极管与低通滤波 器的高频电路。由于电感器L构成低通滤波器的一部分，将构成低通滤波 器一部分且具有5.0nH的电感器L插入二极管后面的级中。图2(B)为用 于与图2(A)中所示等效电路进行比较的等效电路，其中，将构成低通滤 波器一部分且具有5， 0nH的电感器L设在构成低通滤波器的旁路电容后面 的级中。所模拟的等效电路为用于GSM1800(中心频率1747.5MHz)的电 路。
图3中示出通过模拟两个等效电路中的高频衰减特性所获得的结果。 与电感器L不和二极管直接连接或串联的电路所得到的衰减曲线a相反， 通过将5. O-nH电感器L直接插入并与二极管串联的电路所得到的衰减曲 线b，表明脉动得到了相当大的衰减，如ml和m2所示。换言之，由衰减 极形成的衰减曲线中的突然增大被抑制到较小的程度，并且在相应频带中 可实现足够程度的衰减。这就是说，在图2(B)所示电路的情况下，有如衰减曲线a所示那样， 在三倍于基波(1747. 5MHz)的三阶高次谐波带(约5250MHz)中，不能实现 足够程度的衰减。相反，在图2(A)所示电路的情况下，在三倍于基波的 三阶高次谐波带中，可以实现较高程度的衰减。在图3中，3400MHz周围 的衰减极为由LC并联谐振电路构成的衰减极，并且与两倍于基波的二阶 高次谐波带相应。曲线a和b的衰减极基本相同。图4(A)表示使用二极管的等效电路的模拟电路，图4(B)表示使用二 极管的S参数的模拟电路；将l.O-nH电感器L插入每个电路中。图5中 表示通过模拟等效电路中的高频衰减特性所得到的结果。衰减曲线c和d 分别表示图4(A)和4(B)中所示等效电路的特性。在图5中所示的衰减特性中，电感有如l.OnH那样小，并且与图1中 所示二极管D的一端到与二极管D的该端连接的装置(旁路电容Clb)之间 的最短电路长度L。相当。按照这种方式，可以看出，通过使用二极管等效 电路的模拟电路与使用二极管S参数的模拟电路，基本上表现出相同的衰 减特性。图6 (B)和6 (C)分别表示当电感器L的电感值变为2. OnH和5. OnH时 的衰减曲线。为了进行比较，图6(A)中表示出电感值为1.0nH(与图5中 所示相同)时的衰减曲线。比较图6(B)和6(C)与图6(A)时，可以清楚地看出，随着电感器L的 电感值变大，比如变为2. OnH和5. OnH，截止频率朝向低频一侧发生相当 大的移动，并且可以将脉动抑制到较小的程度。这种现象的产生是由于以 下原因。在二极管被导通时所产生的电感分量和电容分量与设置在二极管 附近的旁路电容所形成的Chebyshev型低通滤波器中，通过增大处于二极 管与旁路电容之间的电感器的电感值，Chebyshev型低通滤波器的电感值
被增大。也就是说，电感器L作为构成高频滤波器的"滤波元件"，并且 还作为"电感增加元件"，为二极管被导通时所产生的电感分量增加一个 新的电感分量。按照这种方式，通过将构成高频滤波器的电感器的位置，移动到使该电感器与二极管直接串联连接的位置，可以使Chebyshev型低通滤波器中 的截止频率朝向低频一侧移动，此外，可以将脉动抑制到较小程度，不会 改变构成高频开关模块的装置的数量。也就是说，Chebyshev型低通滤波 器可以表现出与Butte:rwor1:h型低通滤波器相似的特性，从而，可以实现 表现出所需衰减特性的高频开关模块。也就是说，使滤波器中的脉动发生 移动(从衰减极产生的激增)，从而可以从要实现衰减的频带将其去除。特 别是，可以实现能够充分抑制高阶高次谐波的高频开关模块。加给二极管D的电感值，相当于低通滤波器的二极管D与旁路电容(为 靠近二极管D的装置)之间的电路长度。在这种情况下，在高频开关电路 (RF前端电路)中，为使截止频率朝向低频一侧发生相当大地移动，并将 脉动抑制到较小的程度，最好使电感器L的电感值与两倍于从二极管D的 一端到与二极管D的该端连接的装置之间的最短电路长度L。，或者更长的 电路长度相对应。图7为解释本发明原理的另一等效电路。该等效电路为使用二极管的 S参数的模拟电路。所述低通滤波器包括用于使二阶高次谐波衰减的LC 并联谐振电路LC1，和用于使三阶高次谐波衰减的LC并联谐振电路LC2。 所述模拟电路的基波和带宽分别为1. 81GHz和0. 2GHz。图8到12表示图7所示的模拟电路中，电感器L的电感值分别被设 定为0. 0nH(图8) 、 0. 3nH(图9) 、 0. 5nH(图10) 、 2. 0nH(图ll)和8. 0nH(图 12)时的频率特性。在图8到12中，ml和m2表示二阶高次谐波衰减带， m3和m4表示三阶高次谐波衰减带。虚线表示Chebyshev-型低通滤波器的 频率特性，实线表示用于使二阶和三阶高次谐波衰减的Chebyshev-型低 通滤波器和7C-型低通滤波器的组合频率特性。图8表示，根据电感器L的电感值为0. 0nH时的频率特性，由于虚线 上的脉动频率(通带的零点fx)包含在四阶高次谐波中，从衰减极产生的 激增发生在四阶高次谐波的大约7.6GHz附近。这就导致衰减程度不够。 另一方面，图9表示，通过将电感器L的电感值增大到0.3nH，虚线上的 脉动频率处于大约6.2GHz，高于三阶高次谐波带，低于四阶高次谐波带。 通过比较图8和9中所示的频率特性，发现当将电感器L的电感值从0. 0nH 改变到0.3nH时，可以减小脉动频率。图10表示，通过将电感器L的电感值进一步增大到0.5nH，虚线上 的脉动频率处于二阶高次谐波带与三阶高次谐波带之间。因而，可以防止 在高于三阶高次谐波带的频率侧产生程度不够的衰减。图11表示，通过将电感器L的电感值进一步增大到2.0riH，在虚线 上，在介于二阶高次谐波带与三阶高次谐波带之间朝向二阶高次谐波带的 3.7GHz附近产生脉动频率。因而，在三阶高次谐波带中可实现更高程度 的衰减。通过比较图10和11中所示的频率特性可以看出，当电感值为 0.5nH(参见图10)时，在三阶高次谐波带与四阶高次谐波带之间所产生的 衰减极的激增为大约-30dB，当电感值为2.0nH(参见图ll)时，激增为大 约-45dB。即，在图ll所示示例中可实现更高程度的衰减。在图11所示的示例中，通过利用Chebyshev-型低通滤波器的衰减带 (高于脉动频率)，可以省略用于衰减三阶高次谐波的LC并联谐振电路(图 7中LC2所示)。这同样适用于图12中所示的示例。图12表示，通过将电感L的电感值进一步增大到8.0nH，在虚线上， 在低于二阶高次谐波带的大约2.6GHz处产生脉动频率。这样，在二阶高 次谐波带和三阶高次谐波带中就能够实现较高程度的衰减。上述多个等效电路中所示的电感器的电感值和电容器的电容值仅是 示例性的，最佳数值会随电感与电容之间的关系而变。可以使用除二极管 D之外的开关装置，如GaAs半导体开关之类的FET开关，作为高频开关。 下面描述使用多种开关装置的实施例。第一实施例(参见图13到17)第一实施例为可与三个通信系统(GSM900和GSM1800/1900系统)兼容 的三频带高频开关模块(前端模块)，如图13中的等效电路所示。具体地说，在天线接线端ANT后面的级，设有双工器20，用于将GSM900 信号路径与GSM1800/1900信号路径彼此分离。在GSM900信号路径上，设
有第一频率开关900SW,第一 LC滤波器900LPF，以及第一平衡表面声波 滤波器SAW1。同样，在GSM1800/1900信号路径上，设有第二高频开关 GSM1800/1900SW-A，第二 LC滤波器1800/1900LPF ，第三高频开关 1800/1900SW-B,以及第二平衡表面声波滤波器SAW2和SAW3。第一频率开关900SW以选择的方式在天线接线端ANT与第一传输输入 端GSM900Tx之间的信号路径(即用于GSM900传输信号的传输路径)，与天 线接线端ANT与第一接收平衡输出端GSM900Rx之间的信号路径(即用于 GSM900接收信号的传输路径)之间切换。第一LC滤波器900LPF处于第一 高频开关900SW与第一传输输入端GSM900Tx之间，即处于用于GSM900传 输信号的传输路径上。第一平衡表面声波滤波器SAW1处于第一高频开关 900SW与第一接收平衡输出端GSM900Rx之间，即处于用于GSM900接收信 号的传输路径上。为了在平衡输出端之间进行相位调整，在第一平衡表面声波滤波器 SAW1与第一接收平衡输出端GSM900Rx之间并联连接一电感器LG。第二高频开关GSM1800/1900SW-A以选择的方式在天线接线端ANT与 第二传输输入端GS手800/1900Tx之间的信号路径(即用于GSM1800/1900 传输信号的传输路径)，与天线接线端ANT与第二和第三接收平衡输出端 GSM1900Rx和GSM1800Rx其中每一个之间的信号路径(即GSM1800/1900接 收信号所用的传输路径)之间切换。第二 LC滤波器1800/1900LPF处于第 二高频开关GSM1800/1900SW-A与第二传输输入端GSM1800/1900Tx之间， 即处于用于GSM1800/1900传输信号的传输路径上。第三高频开关1800/1900SW-B以选择的方式在第二高频开关 GSM1900/1900SW-A与第二接收平衡输出端GSM1900Rx之间的信号路径上 (即GSM1900接收信号用的传输路径)，与第二高频开关GSM1800/1900SW-A 与第三接收平衡输出端GSM1800Rx之间的信号路径(即GSM1800接收信号 用的传输路径)之间切换。第二平衡表面声波滤波器SAW2和SAW3处于第 三高频开关1800/1900SW-B分别与第二和第三接收平衡输出端GSM1900Rx 和GSM1800Rx之间的传输路径上，即处于用于GSM1900接收信号的传输路 径和用于GSM1800接收信号的信号路径上。为了在平衡输出端之间进行相位调整，分别在第二平衡表面声波滤波
器SAW2和SAW3与第二和第三接收平衡输出端GSM1900Rx和GSM1800Rx之 间设置电感器LP和LD。在执行传输操作时，双工器20从GSM900系统或GSM1800/1900系统 向天线接线端ANT发送传输信号；在执行接收操作时，双工器20将天线 ANT接收到的接收信号发送给GSM900系统或GSM1800/1900系统。在双工 器20中，天线接线端ANT与第一端口P11连接，第一高频开关900SW的 第一端口 P31g与第二端口 P12连接，第二高频开关GSM1800/1900SW-A的 第一端口 P31d与第三端口 P13连接。在GSM900系统中，第一 LC滤波器900LPF的第一端口 P21g与第一高 频开关900SW的第二端口 P32g连接，第一平衡表面声波滤波器SAW1与第 一高频开关900SW的第三端口 P33g连接。第一传输输入端GSM900Tx与第 一 LC滤波器900LPF的第二端口 P22g连接。在GSM1800/1900系统中，第二 LC滤波器1800/1900LPF的第一端口 P21d与第二高频开关GSM1800/1900SW-A的第二端口 P32d连接，第三高 频开关1800/1900SW-B的第 一 端口 P41d与第二高频开关 GSM1800/1900SW-A的第三端口 P33d连接。第二传输输入端 GSM1800/1900Tx与第二 LC滤波器1800/1900LPF的第二端口 P22d连接。 第二平衡表面声波滤波器SAW2和SAW3分别与第三高频开关 1800/1900SW-B的第二端口 P42d和第三端口. P43d连接。双工器20包括电感器Ltl和Lt2以及电容器Cal， Cc2， Ctl， Ct2和 Cul。由电感器Ltl和电容器Ctl构成的并联电路连接在第一端口 Pll和 第二端口 P12之间，并且该并联电路在第二端口 P12—侧的节点通过电容 Cul接地。在第一端口 Pll与第三端口 P13之间，电容器Ccl与Cc2彼此 串联连接，并且电容器Ccl和Cc2的节点通过电感器Lt2和电容器Ct2接 地。也就是说，电感器Ltl和电容器Ctl， Ccl和Ct2构成高通滤波器。第一高频开关900SW包括作为开关装置的二极管GDI和GD2、电感器 GSL1和GSL2、电容器GC5，以及电阻器Rg。 二极管GDI连接在第一端口 P31g与第二端口 P32g之间，使二极管GDI的阳极处于第一端口 P31g — 侧，其阴极经电感器GSL1接地。二极管GD2的阴极与第一端口 P31g连接， 它们之间为电感器GSL2，其阳极通过电容器GC5接地。控制端Vcl与二
极管GD2和电感器GC5(它们之间为电阻Rg)之间的节点连接。二极管的 GD2的阴极与第三端口 P33g之间的节点通过电容器GCu3接地。第二高频开关GSM1800/1900SW-A包括起开关装置作用的二极管DDI 和DD2、电感器DPSL1， DSL2和DPSLt、电容器DC4， DC5， CDPr， Dcu3和 DPCtl，以及电阻器Rd。二极管DDl连接在第一端口 P31d与第二端口 P32d 之间，使二极管DD1的阴极处于第一端口 P31d—侧，它的阳极通过电感 器DPSL1和电容器DC4接地。此外，在第一端口 P31d和第二端口 P32d之 间，电容器DPCtl与电感器DPSLt的串联电路，与二极管DD1并联连接。二极管DD2的阳极与第一端口 P31d连接，使电感器DSL2处于两者之 间，并且还通过电容器Dcu3接地。二极管DD2的阴极通过电容器DC5接 地。二极管DD2的阳极与第三端口 P33d连接，使电容器CDPr处于两者之 间，二极管DD2的阴极与电容器DC5之间的节点通过电阻器Rd接地。控 制端Vc2与电感器DPSL1和电容器DC4之间的节点相连。在第一 LC滤波器900LPF中，由电感器GLtl与电容器GCcl组成的并 联电路与第一端口 P21g和第二端口 P22g连接。电感器GLtl的两端分别 通过电容器GCul和GCu2接地。此外，电容器Cgt连接在第二端口 P22g 与第一传输输入端GSM900Tx之间。在第二 LC滤波器1800/1900LPF中，在第一端口 P21d和第二端口 P22d 之间，电感器DLt2与DLtl串联连接，由电感器DLtl与电容器DCcl组成 的并联电路连接在第一端口 P21d与第二端口 P22d之间。电感器DLtl的 两端分别通过电容器DCul和DCu2接地。电容器Cdp连接在第二端口 P22d 和第二传输输入端GSM1800/1900Tx之间。在第三高频开关1800/1900SW-B中，二极管DD3连接在第一端口 P41d 与第二端口 P42d之间，二极管DD3的阳极通过电感器PSL1和电容器PC4 接地。控制端Vc3与电感器PSLl和电容器PC4之间的节点连接。此外， 电感器PSL2连接在第一端口 P41d与第三端口 P43d之间。二极管DD4的 阳极与电感器PSL2和第三端口 P43d之间的节点连接，二极管DD4的阴极 通过电容器PC5接地。二极管DD4的阴极与电容器PC5之间的节点，通过 电阻Rp接地。在如上所述构成的第一实施例中，第一实施例的特征在于，第二 LC滤波器1800 / 1900LPF的电感器DLt2与二极管DDI的阳极直接串联连接。 当二极管DDI被导通时，电感器DLt2具有使所形成的低通滤波器电路的 截止频率朝向低频一侧偏移，并将脉动抑制到较小程度的作用，如图6(B) 和6(C)中所示那样。为了实现与上述功能同样的功能，可以在第一 LC滤波器900LPF与二 极管GD1之间设置电感器。图14到16表示，比如利用丝网印刷，在构成第一实施例的高频开关 模块的陶瓷多层基板的薄片层上形成电容电极和带状电极。通过从底部开 始相继层叠由主要由氧化钡、氧化铝和二氧化硅组成的陶瓷所制成的第1 到第22薄片层61a到61v，并且在1000°C或更低温度下烘烤层叠的薄片 层61a到61v，形成陶瓷多层基板。在第一薄片层61a上，形成多个外部接线端电极。在第二薄片层61b 上形成接地电极Gl。在第三薄片层61c上，形成电容器Ct2， GC， GCu2 和DC4的电极，使它们与接地电极G1—起形成电容。在第四薄片层61d 上形成地电极G2。在第五薄片层61e上形成电容器GC， Cul， PC4和GCul 的电极，使它们与接地电极G2形成电容。在第六薄片层61f上形成接地电极G3，在第七薄片层61g上形成电 容器DCul、 DCu2和DCu3的电极，使它们与接地电极G3形成电容器。在 第九、第十和第十一薄片层611、 61j和61k上，使用带状电极形成电感 Ltl、 Lt2、 DLtl、 DLt2、 GLtl、 DSL2、 GSL2和PSL2，并且通过通孔导体 使它们彼此连接。在第十二薄片层611上，使用带状电极形成电感器GLtl、 DSL2、 GSL2和PSL2，并且通过通孔导体将相同类型的电感器彼此连接。在第十四薄片层61n上形成电容器Ctl的电极，在第十五薄片层61o 上形成电容器DCcl的电极和天线接线端ANT的电极。在第十六薄片层61p 上形成电容器Ccl、 GCcl和DCcl的电极。在第十七薄片层61q上形成电 容器Cc2和GCcl的电极以及接地电极G4。在第十八薄片层61r上形成电 容器DC5和PC5的电极，在第十九薄片层61 s上形成接地电极G5。第二十二薄片层61v的正面作为陶瓷多层基板50的正面，如图17中 所示者，并且，在其上形成多个接线端电极。在陶瓷多层基板50的正面， 安装有第一、第二和第三表面声波滤波器SAW1、 SAW2和SAW3，以及二极
管GD1、 GD2、 DD1、 DD2、 DD3和DD4。还安装电阻器Rg、 Rd和Rp，并且 还安装了电器感DPCtl、 DPSL1、 DPSLt、 GSL1和PSL1，以及电容器CDPr。具有图13中所示电路结构的高频开关模块所执行的操作如下面所 述。当发射GSM1800/1900传输信号时，在第二高频开关GSM1800/1900SW-A 中，向控制端Vc2加给比如3V电压，使二极管DDI和DD2导通。从而， 使GSM1800/1900传输信号通过第二 LC滤波器1800/1900LPF、第二高频 开关GSM1800/1900SW-A和双工器20,并且，通过与双工器20的第一端 口 Pll连接的天线接线端ANT被发射出去。在这种情况下，在第一高频开关900SW中，向控制端Vcl加给比如 OV电压，使二极管GDI截止，从而可以防止GSM900传输信号被发射出去。 通过连接双工器20，可以防止GSM1800/1900传输信号进入第一传输输入 端GSM900Tx和第一接收平衡输出端GSM900Rx。在第二 LC滤波器 1800/1900LFP中，GSM1800/1900 二阶高次谐波和三阶高次谐波得到衰减。于是，当发射GSM900传输信号时，在第一高频开关900SW中，向控 制端Vcl加给比如3V电压，使二极管GD1和GD2导通。因此，GSM900传 输信号通过第一 LC滤波器900LPF、第一高频开关GSM900SW和双工器20， 并且，通过与双工器20的第一端口 P11连接的天线接线端ANT被发射出 去。在这种情况下，在第二高频开关GSM1800/1900SW-A中，向控制端Vc2 加给比如OV电压，使二极管DD1截止，从而，可以防止GSM1800/1900传 输信号被发射出去。通过连接双工器20，可以防止GSM900传输信号进入 第二传输输入端GSM1800/1900Tx和第二及第三接收平衡输出端 GSM1900Rx及GSM1800Rx。在包含电容器Ctl、电感器Ltl和双工器20的旁路电容Cul的低通 滤波器中，GSM900 二阶高次谐波得到衰减。在第一 LC滤波器900LPF中， GSM900三阶高次谐波得到衰减。于是，在接收GSM1800/1900接收信号和GSM900接收信号时，在第二 高频开关GSM1800/1900SW-A中，向控制端Vc2加给比如0V电压，使二极 管DD1和DD2截止，从而，可以防止GSM900接收信号进入第二传输输入 端GSM1800/1900Tx，并且，在第一高频开关900SW中，向控制端Vcl加
给比如0V电压，使二极管GDI和GD2截止，从而，可以防止GSM1800/1900 接收信号进入第一传输输入端GSM900Tx。通过这种方式，通过天线接线 端ANT输入的信号，被输出至第二和第三接收平衡输出端GSM1900Rx和 GSM1800Rx，以及第一平衡输出端GSM900Rx。当接收GSM1800/1900接收信号时，在第三高频开关1800/1900SW-B 中，二极管DD3和DD4被导通，使接收信号被输出到第二接收平衡输出端 GSM1900Rx。如果二极管DD3和DD4被截止，则接收信号被输出至第三接 收平衡输出端GSM1800Rx。通过连接双工器20，可以防止GSM1800/1900接收信号以及GSM900 接收信号分别进入GSM900系统和GSM1800/1900系统。第二实施例(参见图18)第二实施例是一种可以兼容三个通信系统(GSM900和GSM1800/1900系统)的三频带高频开关模块(前端模块)，有如图18中所示的等效电路所 示那样。第二实施例的基本结构与第一实施例相同，不过，在第二高频开关 1800/1900SW-A中，电感器DLt2与二极管DDI的阴极连接。在这样的结 构以及第一实施例的结构中，如图6中所示那样，当二极管DD1被导通时， 电感器DLt2具有使截止频率朝向低频一侧移动，并使脉动抑制到较小程 度的功能。在第二实施例中，所述结构的其他方面都与第一实施例相同，从而将 不再做重复的描述。第三实施例(参见图19)第三实施例是一种可以兼容两个通信系统(GSM900和GSM1800系统) 的双频带高频开关模块(前端模块)，如图19中的等效电路所示那样。在第三实施例中，省略了第一实施例中设置的GSM1900电路，以及表 面声波滤波器SAW1、 SAW2和SAW3。此外，在第一高频开关900SW与第一 接收平衡输出端GSM900Rx之间连接电容器Cgr，在第二高频开关1800SW-A 与第二接收平衡输出端GSM1800Rx之间连接电容器Cdr。在第二高频开关 1800SW-A中，电感器DPSL1的一端与电感器DLtl和DLt2之间的节点连 接。在第三实施例中，有如图6中所示那样，当二极管DD1被导通时，电 感器DLt2也具有使截止频率朝向低频一侧移动，并使脉动抑制到较小程 度的功能。第四实施例(参见图20)第四实施例是一种可以兼容一个通信系统(GSM1800系统)的单频带高 频开关模块(前端模块)，如图20中的等效电路所示者。在第四实施例中，省略了为第三实施例中所设置的GSM900电路和双 工器20。在第四实施例中，如图6中所示，当二极管DD1被导通时，电 感器DLt2也具有使截止频率朝向低频一侧移动，并使脉动抑制到较小程 度的功能。第五实施例(参见图21)第五实施例是一种可以兼容两个通信系统(GSM900和GSM1800系统) 的双频带高频开关模块(前端模块)，如图21中所示的等效电路所示者。第五实施例的基本结构与第三实施例的相同，不过，省略了第二 LC 滤波器1800LPF，并且电感器DLtl通过电容器DCcl接地。在第五实施例 中，如图6中所示，当二极管DD1被导通时，电感器DLt2也具有使截止 频率朝向低频一侧移动，并使脉动抑制到较小级别的功能。第六实施例(参见图22到27)第六实施例是一种可以兼容四个通信系统(GSM、 DCS、 PCS和WCDMA 系统)的四频带高频开关模块(前端模块)，如图22中所示的等效电路所示者。在第六实施例中，GSM通信信号传输路径和接收信号传输路径都与第 三实施例相同，而且，代替使用第三实施例中设置的第二高频开关 1800SW-A，在双工器20q与DCS/PCS传输信号传输路径、接收信号传输路 径及WCDMA接收信号传输路径之间，设置FET开关(具体地说是GaAs开关 21)。在双工器20q中，除上述每个实施例中所设置的电感器Ltl和Lt2， 以及电容器ctl、 Cul、 Ccl和Ct2以夕卜，为DCS/PCS和WCDMA系统添加由 电感器DLtl和电容器DCcl构成的并联电路，以及旁路电容Dcul。使用 所增加的低通滤波器来补充与DCS/PCS传输输入端Tx连接的DCS/PCS第 二LC滤波器LPF。GaAs开关21改变端子T与端子Tl到T4其中之一的连接，以便在 DCS/PCS传输信号传输路径、DCS接收信号传输路径、PCS接收信号传输 路径以及WCDMA接收信号传输路径之间切换。当发送DCS/PCS信号时，正 如二极管DD1中那样，GaAs开关21构成图28(B)中所示的电路，其中电 容器C与互相串联连接的电阻器R和电感器L并联连接。因而，由图28 (C) 中所示的旁路电容器CI产生寄生电容，从而，所述低通滤波器表现出 Chebyshev特性。在第六实施例中，电感器DL与GaAs开关21直接串联连接。DCS/PCS 第二LC滤波器LPF包括电感器DL、 DLt2和DLt3，与电感DLt2并联连接 的电容DCc2，以及旁路电容Dcu2和DPTxC。在如上所述构成的第六实施例中，第六实施例的特征在于，第二 LC 滤波器LPF的电感器DL与GaAs开关21的端子Tl直接串联连接。如图 6 (B)和(C)中所示，当二极管DDI被导通时，在GaAs开关21的端子Tl被 导通的情况下，电感器DL具有使低通滤波器的截止频率朝向低频一侧移 动，并使脉动抑制到较小程度的作用。此外，三阶高次谐波可以被衰减。 图23(A)表示当插入电感器DL时的衰减特性。图23(B)用于与图23 (A)进 行比较，表示当未插入电感器DL时的衰减特性。如图23(B)中所示，通过设置电感器DL，在三倍于基频(约1. 75GHz) 的5. 1到5. 2GHz频带中产生的脉动(从衰减极产生的激增)，可以被移动 到与基频的高阶高次谐波不相关的4.7GHz频带，如图23(A)所示，不改 变基频的二阶高次谐波(约3. 7GHz)的衰减极。为了实现与上述相同的目的，可以插入电感器DL，使其与GaAs开关 21和双工器20q直接串联。此外，不使用GaAs开关21，可以使用比如 C-M0S开关之类的FET开关。
图24到26表示利用比如丝网印刷，在构成第六实施例的高频开关模 块的陶瓷多层基板的薄片层上形成的电容电极和带状电极。通过从底部开 始相继层叠由主要由氧化钡、氧化铝和二氧化硅组成的陶瓷所制成的第1 到第21层71a到71u，并且，在1000。C或更低温度下烘烤层叠的薄片层 71a到71u，形成陶瓷多层基板。
在第一薄片层71a上，形成多个外部接线端电极。在第二薄片层71b 上形成接地电极G1。在第三薄片层71c上形成电容器GC5， Ct2， Cul以 及GtxC的电极。在第四薄片层71d上形成接地电极G2。在第五薄片层71e 上形成电容器GC5， GCul以及DPTxC的电极。在第六薄片层71f上形成接 地电极G3。在第七薄片层71g上形成电容器GRxC、 DCul以及DCu2的电 极。
在第九薄片层71i上，使用带状电极形成电感器Lt2、 DLtl、 DLt2、 DLt3和GSL2。在第十薄片层71j上，使用带状电极形成电感器GLtl和 Ltl。在第十四薄片层71n上，形成电容器Ctl和GCcl的电极。在第十五 薄片层71o上，形成电容器GCcl和DCcl的电极以及接地电极G4。
在第十六薄片层71p上，形成电容器GCcl， GC5， DCc2和Ccl的电极。 在第十七薄片层71q上，形成电容器DCc2的电极以及接地电极G5。在第 二十薄片层71t上形成电感器DL。
第二十一薄片层71u的正面作为陶瓷多层基板51的正面，如图27中 所示，并且在其上形成多个接线端电极。在陶瓷多层基板51的正面，装 有GaAs开关21、电阻器Rg、电感器GSL1,并且还装有二极管GDI和GD2。
其他实施例
按照本发明的高频开关模块，以及用于高频电路的频率特性调整方 法，并不限于上述实施例，在本发明的精神内可进行多种改型。
工业应用
如上所述，在用于高频开关模块时本发明为有效的，特别是，本发明 在通过将脉动抑制到较小程度而将频率特性调整到所需频率特性方面是 极其卓越的。
权利要求
1.一种高频开关模块，其中，包含在高频信号的传输路径之间以选择的方式进行切换用的高频开关装置的高频开关，以及包含电感器和电容器以去除传输路径中产生的不希望有的波的π型高频滤波器，它们彼此结合在一起，所述高频开关模块包括在π-型高频滤波器与高频开关装置之间直接串联连接的电感器；和Chebyshev-型低通滤波器，它包含当高频开关装置被导通时所形成的电感分量和电容分量，并包含π-型高频滤波器中所含的旁路电容器；其中，在用fk表示Chebyshev-型低通滤波器所产生的作为通带零点的脉动频率时，频率fk包含在除n阶高次谐波衰减带之外的某一频带中，n为基频的整数倍数，且为大于等于2的整数。
2. 根据权利要求1所述的高频开关模块，其中，所述频率fk处于二阶 高次谐波衰减带与三阶高次谐波衰减带之间。
3. 根据权利要求1或2所述的高频开关模块，其中，所述高频开关以选 择的方式在用于传输信号的传输路径与用于接收信号的传输路径之间切 换，并且所述Tl-型高频滤波器设在用于传输信号的传输路径上，以去除传输信 号的高阶高次谐波。
4. 根据权利要求1至3中任一项所述的高频开关模块，其中，所述高频 幵关包括二极管，作为高频开关装置，并且所述兀-型高频滤波器的电感器与二极管直接串联连接。
5. 根据权利要求1至3中任一项所述的高频开关模块，其中，所述高频 开关包括FET开关，作为高频开关装置，并且所述兀-型高频滤波器的电感器与FET开关直接串联连接。
6. 根据权利要求1至5中任一项所述的高频开关模块，其中，所述兀-型高频滤波器设在用于高频信号的传输路径上，并且是低通滤波器，该低 通滤波器包括与电容器并联连接且构成LC并联谐振电路的一部分的第一 电感器，以及第二电感器，所述第二电感器不具有与第二电感器并联连接 且不构成LC并联谐振电路的电容器，所述不构成LC并联谐振电路的第二 电感器与高频开关直接串联连接。
7. 根据权利要求1至6中任一项所述的高频开关模块，其中，所述兀-型高频滤波器的电感器具有两倍于从高频开关一端到与高频开关的所述 端连接的另一装置之间的最短电路长度，或者更长的电路长度。
8. 根据权利要求1至7中任一项所述的高频开关模块，其中，在通过层 叠多个介电层形成的模块部件中，将所述7i-型高频滤波器的电感器构造成 带状。
9. 根据权利要求1至7中任一项所述的高频开关模块，其中，在通过层 叠多个介电层形成的模块部件中，将所述r型高频滤波器的电感器构造成 芯片部件。
10. 根据权利要求1至9中任一项所述的高频开关模块，其中，对用于 传输具有单一波长的高频信号，或者用于传输具有多种不同波长的高频信 号的信号传输路径，选择地进行切换。
11. 一种用于高频电路的频率特性调整方法，所述高频电路包括高频开 关装置和在高频开关装置前级或后级旁路连接的旁路电容器，所述方法包 括如下步骤通过增加与高频开关装置直接串联的电感器，将高频开关装置被导通 时所形成的电容的电感分量和电容分量与旁路电容器构成的Chebyshev-型低通滤波器电路的截止频率，朝向低频一侧移动，并抑制脉动频率即通 带的零点；并且调整电感值，使得在以fk表示脉动频率时，频率fk包含在除n阶高 次谐波衰减带以外的频带中，n为基频的整数倍数，并且大于等于2。
12. 根据权利要求11所述的用于高频电路的频率特性调整方法，其中， 所述频率fk处于二阶高次谐波衰减带与三阶高次谐波衰减带之间。
13. 根据权利要求11或12所述的用于高频电路的频率特性调整方法， 其中，所述电感器具有两倍于从高频开关装置一端到与高频开关装置的所 述端连接的另一装置之间的最短电路长度或更长的电路长度。
14. 根据权利要求13所述的用于高频电路的频率特性调整方法，其中， 所述装置是在高频开关装置的前级或后级旁路连接的电容器。
15. 根据权利要求11至14中任一项所述的用于高频电路的频率特性调 整方法，其中，所述高频开关装置为二极管，并且电感器与所述二极管直 接串联连接。
16. 根据权利要求11至14中任一项所述的用于高频电路的频率特性调 整方法，其中，所述高频开关装置为FET开关，并且所述电感器与所述 FET开关直接串联连接。
全文摘要
本发明旨在得到高频开关模块和用于高频电路的频率特性调整方法，其中表现出所需的频率特性，并且可以将脉动抑制到较小程度。一种高频开关模块，其中高频开关SW包括二极管D作为开关装置，与包括电感器L和L1以及电容器Cla的高频滤波器LPF，彼此结合在一起。构成π-型高频滤波器的电感器L与二极管D直接串联连接。通过插入电感器L，使得在二极管D导通时形成的Chebyshev-型低通滤波器电路的截止频率朝向低频一侧移动，并且还使脉动抑制到较小的程度。
文档编号H01P1/15GK101128986SQ200680005638
公开日2008年2月20日 申请日期2006年4月26日 优先权日2005年4月28日
发明者上岛孝纪, 中山尚树, 渡边真也 申请人:株式会社村田制作所