专利名称：一种星形结构的18-40GHz双平衡混频器的制作方法
技术领域：
本发明属于微波毫米波技术领域，涉及一种毫米波超宽带混合集成电路双平衡混 频器。
背景技术：
混频器是实现两个频率(或其谐波)和或差运算的器件，是超外差接收机中的关 键部件，它的指标很大程度上决定了整个接收系统的性能。星形结构的双平衡混频器， 其电路原理如图l所示，由四个相同的混频二极管构成的一个星形结构，二极管i、
3的正极和二极管2、 4的负极连通在一起形成中频输出端；然后将本振信号分成相 位相反的两路信号分别输入到两组二极管(二极管1、 4组成一组，二极管2、 3组成 另一组)上，同时将射频信号分成相反的两路信号分别输入到两组二极管(二极管1、 2组成一组，二极管3、 4组成另一组)上；通过二极管的非线性特性实现双平衡混 频(中频输出信号主要为本振和射频基波信号的和或差信号，而其他杂波信号由于二 极管的非线性特性相互抵消得到很好的抑制)。
随着电磁频谱的开发利用，厘米波段频率资源已经显得拥挤不堪，使得人们向更 高端的毫米波波段寻求发展空间，微波系统己经扩展到毫米波波段，因而有必要研究 各种毫米波宽带器件，如混频器，倍频器，滤波器等。这些器件大都需要频率扩展到 40GHz或者更高，例如 一个宽带的18-42GHz接收机，在应用中通常把它划分为6 个带宽为4GHz的频段，对每个频段分别下变频到中频为2-6GHz或者4-8GHz，如 此以来，则需要多个混频器，给应用带来了不便。如果采用一个混频器，能够覆盖 18-40GHz超宽频带，将为实际工程应用带来极大的方便。
为减小接收系统的体积并提高其性能，现代雷达与制导、电子对抗、通信、射电 天文、遥感遥测系统的工作频率已逐歩扩展到毫米波频段。因此也对毫米波混频器的 性能提出了越来越高的要求，研究低成本、高性能的毫米波混频器也成为一个非常重 要的课题。而超宽带技术由于其在抗干扰和毫米波通信以及高数据率传输方面有着突 出的优点也越来越受到重视，传统的毫米波混频器大多工作频带窄，不能在跨波段频 率范围内应用。
现有的一种混合集成电路双平衡混频器是美国专利(U.S. Pat. Nos.: 4,291,415，申请日1981年9月22日)提出的一种星形结构的混合集成电路双平衡混频器，如图2 所示。该星形结构的双平衡混频器包括一个矩形波导、位于矩形波导中心E面位置 的介质基片和中频同轴输出端。所述介质基片正反两面各具有两条金属导带，基片上 两条金属导带之间的中心位置具有一个金属化通孔，金属化通孔的正反两个焊盘与基 片正反两面的四条金属导带之间分别连接一个混频二极管。中频同轴输出端口的同轴 线穿过矩形波导窄边的中心孔，并将其内导体连接到基片的金属化通孔位置。
该混频器工作时，本振和射频基波信号分别从混频器两端的波导馈入口输入； 其中，左端输入信号沿基片左端通过双面鳍线过渡电场主要被束缚在基片上导带的缝 隙之中，其电场方向平行于基片的表面；右端输入信号沿基片右端通过对极鳍线过渡， 其电场方向垂直于基片表面。两个端口输入信号加到二极管上的场结构正交。
该混频器由于采用矩形波导，其工作带宽无法覆盖18 40GHz的整个频段，同 时其中频引出采用同轴线结构，需要分别加工同轴线的内导体和介质芯，装配困难且 可靠性差。由于中频同轴线的内导体伸入到波导腔中一半的位置，破坏了该双平衡混 频器的结构对称性，在一定程度上恶化了变频损耗这一重要的指标。
发明内容
本发明提供一种星形结构的18-40GHz双平衡混频器，相对于现有技术，本发明提供的 混频器能够覆盖18 40GHz的整个频段，具有更低的变频损耗和更高的可靠性。
本发明技术方案如下
一种星形结构的18-40GHz双平衡混频器，如图3至图11所示，包括由金属腔体5和 金属腔体6—起构成的18 40GHz双脊波导、位于所述双脊波导中心E面位置的混 合集成电路板4和中频同轴输出端。所述双脊波导的两脊32、 33的高度由中间向两端 逐渐变大；在所述双脊波导的中间区域的窄边位置增加凸台7、 8以对双脊波导的窄 边进行减高处理。所述混合集成电路板4包括介质基片1和四个相同的混频二极管 23、 24、 25和26;介质基片1的正反两面2、 3各具有两条金属导带；介质基片1 上两条金属导带之间的中心位置具有一个金属化通孔27，金属化通孔的正反两个焊 盘28与基片正反两面的四条金属导带之间分别连接一个混频二极管，四个混频二极 管和金属导带及金属化通孔27之间的连接方式形成标准星形结构的双平衡混频方式。 中频同轴输出端由波珠9构成，波珠9的外导体通过导电胶固定于金属腔体6的窄边 的中心通孔中，波珠9的内导体10穿过金属腔体6的窄边的中心通孔和基片的金属
4化通孔27延伸至金属腔体5内并靠近金属腔体5的窄边，波珠9的内导体10与介质 基片1的金属化通孔27的正反两面的焊盘28相连接，波珠9的中频信号输出端与 SMA同轴转换接头40相连。
需要说明的是
1、 为了有足够的空间来安装二极管以及引出中频，同时为了减小因不连续性而激励起高 次模，我们对标准18-40GHz双脊波导两脊的高度进行了直线渐变减小处理，即在二极管安装 区域的双脊波导两脊之间的距离大于标准的18-40GHz脊波导，此举解决了二极管的安装问题 同时有助于改善鳍线和共面带状线之间的阻抗匹配。
2、 传统的中频引出方式是采用同轴线引出中频，如此则需要分别加工同轴线的内、外导 体，带来了装配上的困难，并且可靠性差。在此我们通过使用波珠引出中频，安装方便，可 靠性好。
3、 采用波珠引出中频时，波珠的内导体穿过介质基片并延伸至金属腔体5内部并靠近金 属腔体5的窄边，这样可以改善本振和射频信号场结构的对称性，从而改善四只二极管的平 衡性，有助于改善变频损耗和本振、射频之间的隔离度。
4、 整个混频器的本振和射频信号都是通过标准的18-40GHz双脊波导端口 WRD180馈入， 这两个端口分别通过双面鳍线过渡和对极鳍线过渡，其中本振和射频输入端口可以互换。
5、 在中频引出点及二极管安装处的脊波导的横截面上，为了减小二极管到中频传输的同 轴线外导体的回波路径，我们对此区域的脊波导进行了减高，即增加了一个突台，此举有助 于增加中频带宽。
本发明所述的混频器采用双平衡基波混频方式，具有较小的系统噪声系数和较低 的变频损耗；采用混合集成电路技术，可以得到较小的电路尺寸；整个混频电路在一 段双脊波导腔中完成，避免了设计体积庞大和复杂的平面巴伦电路。同时对极鳍线和 双面鳍线的使用保证了本振和射频20dB以上的隔离度，利用本发明的技术，我们得 到了小尺寸，低成本，变频损耗小于9dB和高隔离度的工作于18-40GHz全频段的毫 米波宽带混频器。
本发明具有以下有益效果-
1、 本发明可以工作于18-40GHz的超宽带频率范围。
2、 整个混频电路在一段脊波导腔体中完成大大的减小了体积。本振和射频端口采用标准的18-40GHz双脊波导接口 ，便于其他器件的互连和集成。
3、 对极鳍线和双面鳍线的使用保证了本振和射频之间20dB以上的隔离度，同时 由于双平衡混频和鳍线场结构的固有特性，该混频器本振到中频之间有着良好的隔离 度，优于20dB。
4、 本发明在全频段18-40GHz范围内变频损耗最低可达4dB。
5、 通过对双脊波导进行减高处理，增加了中频工作带宽，输出中频可以扩展到 8GHz。
6、 通过使用波珠引出中频，可以使得安装方便，提高了可靠性。
7、 通过采用波珠引出中频时，波珠的内导体穿过介质基片，并仲出介质基片--段适当 的长度，增强了结构的对称性，改善了变频损耗以及射频、本振隔离度。
仿真及实测结果表明，此种混频器具有工作频带宽，尺寸小，变频损耗小，高隔离度等 优点，在超宽带收发机中具有良好的应用前景。
图l为虽形结构双平衡混频器的电路原理图。
图2为现有的一种混合集成电路星形结构双平衡混频器的结构示意图。 图3为本发明的18-40GHz双平衡混频器的结构示意图。 图4为本发明中混合集成电路板的电路结构图。 图5为本发明沿图4中A—A'方向的截面剖视图。
图6 8分别为本发明沿图4、图5中B—B'、 C一C'和D—D'方向的截面剖视 图，其中图6a、图7a、图7a、图8a、图8b为上述位置的介质中的场分布示意图。
图9为图4的局部放大图，表征一极管的安装位置。
图10为本发明沿图7中E—E'方向的截面剖视图。 图11为本发明沿图3中F—F'方向的截面剖视图。
具体实施例方式
一种星形结构的18-40GHz双平衡混频器，如图3至图11所示，包括由金属腔体5和金属腔体6—起构成的18 40GHz双脊波导、位于所述双脊波导中心E面位置的混 合集成电路板4和中频同轴输出端。所述双脊波导的两脊32、 33的高度由中间向两端 逐渐变大；在所述双脊波导的中间区域的窄边位置增加凸台7、 8以对双脊波导的窄 边进行减高处理。所述混合集成电路板4包括介质基片1和四个相同的混频二极管 23、 24、 25和26;介质基片1的正反两面2、 3各具有两条金属导带；介质基片1 上两条金属导带之间的中心位置具有一个金属化通孔27，金属化通孔的正反两个焊 盘28与基片正反两面的四条金属导带之间分别连接一个混频二极管，四个混频二极 管和金属导带及金属化通孔27之间的连接方式形成标准星形结构的双平衡混频方式。 中频同轴输出端由波珠9构成，波珠9的外导体通过导电胶固定于金属腔体6的窄边 的中心通孔中，波珠9的内导体10穿过金属腔体6的窄边的中心通孔和基片的金属 化通孔27延伸至金属腔体5内并靠近金属腔体5的窄边，波珠9的内导体IO与介质 基片1的金属化通孔27的正反两面的焊盘28相连接，波珠9的中频信号输出端与 SMA同轴转换接头40相连。
下面我们主要介绍图4所示的混频电路基片4，假设射频信号从图4所示的左端 的脊波导端口输入。基片上的金属导带11， 11'， 12， 12'(以'标记的数字表示基 片的另一面相同的位置，以下相同)以余弦平方函数进行渐变，与它们之间的缝隙 13， 13' —起构成了双面鳍线，如图6所示。当信号从脊波导端口以TE10模输入时， 基片的正反两面是等电位的，例如，导带11， 12和11'， 12'构成的两个槽线的场 是平行的，且是等相位的，如图6a所示。此槽线中的电场与介质基片平行，由于槽 线的场是通过平衡的脊波导端口馈入，故此不需要巴仑电路。通过鳍线过渡，射频场 主要集中在槽线的缝隙13， 13'之中，而导带ll， 12直接与共面带状线14， 15相 连，在此会产生一定不连续性。
如图4所示，假设本振信号从右端的脊波导端口输入，图4中的16， 17分别表 示基片1的正反两面的金属层，这两个金属层在纵向上有一个相交的区域18，如图7 所示。实际上本振信号的场主要集中在这个相交的区域，其电场方向垂直于介质基片， 如图7a所示。
基片上的导带经过区域21后分成两路19、 20(背面为19'、 20')，正反两面一 起共四条金属导带，如此以来本振信号可以通过这些导带分别加到四个二极管上，即 本振馈入端也不需要复杂的巴仑电路。
至此，我们知道本发明的混频器包含四个平衡的导带14， 15， 14'， 15'馈入线，本振和射频信号分别通过双面鳍线和对极鳍线这两个正交场主模馈入，其电场方向分别与基片平 行和垂直，而其它高次模则受到抑制。
由于混频二极管的尺寸较大，而标准的18-40GHz双脊波导两脊之间的距离为1.45mm， 没有足够的空间来安装二极管和引出中频，在此我们对双脊波导的两脊进行了渐变加大处理。 如图11所示，双脊波导的两脊32， 33直线渐变增大，这样以来，解决了二极管安装困难的 问题，同时有助于改善鳍线和共面带状线之间的阻抗匹配。
该混频器包含四个非线性混频二极管23， 24， 25， 26，其安装如图9，图10所示，跨接 于介质基片的金属化通孔的焊盘和金属导带之间。图4中的27为金属化通孔、28为金属化 通孔的焊盘，金属化通孔27作为中频引出点。混频二极管23的正极接金属导带14，其负极 接焊盘28;混频二极管24的负极接金属导带15，其正极接焊盘28;混频二极管25的正极 接金属导带15'，其负极接焊盘28;混频二极管26的负极接金属导带14'，其正极接焊盘28。 如此以来，四只二极管的安置构成了标准星形结构的双平衡混频方式，本振和射频信号通过 平衡的共面带状线馈入，中频也可以方便的引出。
如图4所示，水平模式的场从左端脊波导端口输入经共面带状线14， 15在29处被短路； 纵向模式的场从右端脊波导端口输入经过基片正反两面重叠的区域18后分成两路19， 20在 30， 31处被金属化接地孔短路。槽线短路面离安置二极管位置处的距离为射频中心频率的四 分之一波导波长，它对射频信号短路；金属化接地孔短路面离放置二极管位置处的距离为本 振中心频率的四分之一波导波长，它对本振信号短路。本振和射频经过二极管后在上述短路 面进行反射，从而使得加在二极管上的本振和射频信号最强。
如图4所示，在混频电路板4上打有两排金属化接地孔22，这些接地孔位于图3所示的 金属腔体5， 6之间，是为了防止能量的泄漏和对基片1中激励起的高次模进行抑制。
值得一提的是，在上述表述中我们都以图4中左端口双面鳍线端为输入射频信号，右端 口对极鳍线端为输入本振信号，但在实际应用中这两个端口可以互换，即每个端口可以根据 实际的需要作为本振或者射频端口 。
影响中频带宽的主要因素是连接二极管的金属通孔27到波导壁(波珠外导体9)之间的 地回路的长度。为了得到较宽的中频带宽，此地回路的长度越短越好，影响这个长度的主要 因素是槽线短路面的位置，金属化接地孔短路面的位置以及该处的波导壁位置。而短路面的 位置与本振和射频信号频率相关，所以为了减小这个接地回路的长度，我们对金属腔体6的 中频引出区域的波导壁进行减高，即增加了一个凸台7，如图3和图5所示。采用这种方法我们以恶化少许变频损耗的代价获得了较宽的中频带宽。同时为了增加器件的对称性，我们 在金属腔体5中与金属腔体6的屮频引出区域对称的区域的波导壁进行减高，即增加了一个 凸台8，如图3和图5所示。
如图5和图10所示，采用波珠引出中频时，波珠的内导体IO穿过介质基片并延伸至金 属腔体5内并靠近金属腔体5的窄边。由于双平衡混频器对结构的对称性要求较卨，这样 也对二极管安装的对称性提出了更高的要求。通过把波珠内导体10穿过介质基片一段长度， 大大的改善了本振和射频信号场结构的对称性，从而四只二极管的平衡性得到了改善，有助 于改善变频损耗和本振、射频之间的隔离度。
综上所述，混频器工作频率为18-40GHz，本振和射频输入接口为标准18-40GHz双脊波 导WRD180。采用厚度0. 254腿，介电常数为2. 2的Duriod/Rogress 5880介质基片，从双面 鳍线过渡到共面带状线，再经过一段共面带状线后分成两路，分别加到两组二极管上，在此 存在一个阻抗匹配的问题。共面带状线的线宽选取为0.2mm，鳍线过渡段的长度选取约为2 个波导波长。本发明的混频器通过使用不同的波导可以应用到其它不同的频段，如K波段， Ka波段、U波段等。
权利要求
1、一种星形结构的18-40GHz双平衡混频器，包括由金属腔体(5)和金属腔体(6)一起构成的18～40GHz双脊波导、位于所述双脊波导中心E面位置的混合集成电路板(4)和中频同轴输出端；所述双脊波导的两脊(32、33)的高度由中间向两端逐渐变大；在所述双脊波导的中间区域的窄边位置增加凸台(7、8)以对双脊波导的窄边进行减高处理；所述混合集成电路板(4)包括介质基片(1)和四个相同的混频二极管(23、24、25和26)；介质基片(1)的正反两面(2、3)各具有两条金属导带；介质基片(1)上两条金属导带之间的中心位置具有一个金属化通孔(27)，金属化通孔(27)的正反两个焊盘(28)与基片正反两面的四条金属导带之间分别连接一个混频二极管，四个混频二极管和金属导带及金属化通孔(27)之间的连接方式形成标准星形结构的双平衡混频方式；中频同轴输出端由波珠(9)构成，波珠(9)的外导体通过导电胶固定于金属腔体(6)的窄边的中心通孔中，波珠(9)的内导体(10)穿过金属腔体(6)的窄边的中心通孔和基片的金属化通孔(27)延伸至金属腔体(5)内并靠近金属腔体(5)的窄边，波珠(9)的内导体(10)与介质基片(1)的金属化通孔(27)的正反两面的焊盘(28)相连接，波珠(9)的中频信号输出端与SMA同轴转换接头(40)相连。
全文摘要
一种星形结构的18-40GHz双平衡混频器，属于微波毫米波技术领域，涉及星形结构的双平衡混频器。包括双脊波导、位于双脊波导中心E面处的混合集成电路板和中频输出端。本发明对18-40GHz双脊波导两脊高度进行直线渐变减小，便于安装二极管，同时有助于改善鳍线和共面带状线之间的阻抗匹配；中频引出时，内导体穿过介质基片并延伸至腔体内部并靠近腔壁，以改善本振和射频信号场结构的对称性，从而改善四只二极管的平衡性，改善变频损耗和本振、射频信号之间的隔离度；采用波珠引出中频，安装方便，可靠性好；在脊波导窄边的中频引出点处增加一个凸台，有助于增加中频带宽。本发明具有工作频带宽，尺寸小，变频损耗小，高隔离度等优点，在超宽带收发机中具有良好的应用前景。
文档编号H01P1/20GK101609916SQ20091005964
公开日2009年12月23日 申请日期2009年6月18日 优先权日2009年6月18日
发明者波 延, 勇 张, 彭文超, 徐锐敏, 江 胡 申请人:电子科技大学