小型化天线系统的制作方法

技术领域

本发明涉及小型化天线系统，更具体地，涉及用于无线通信设备(如，多标准数字平台)的天线系统。

背景技术：

当前市场上的数字平台通过无线链路提供多种服务。因此，这些数字平台必须能够支持多种标准，尤其是针对无线高比特率通信而实现的标准，如IEEE 802.11a、b、g标准以及目前针对WIFI功能的802.11n标准。这种类型的无线通信可以在具体地遵守非常严格的电磁波传播条件的封闭场所(closed premises)下进行。为了改进系统损耗和两个无线设备之间的比特率，使用称为MIMO(“多输出多输入”的缩写)的技术。该技术需要至少两个天线、以及天线之间良好的去相关和良好的隔离。

为了解决两个天线之间的隔离问题，解决方案典型地用于使两个天线在空间上彼此隔开，以便确保充分的隔离。然而，这种解决方案并没有实现要获得的小型化系统。

A.DIALLO，C.LUXEY，Ph.LE THUC，R.STARAJ，G.KOSSIAVAS的题为“Enhanced two-antenna structures for universal mobile telecommunications system diversity terminal”.IET Microwaves，Antennas and Propagation，vol.2，no 1，p.93-101，2008年2月的文献中已经提供了允许对两个天线之间的隔离进行改进的另一解决方案。该解决方案建议利用导线来连接两个PIFA类型的天线，即，反F型天线。这种悬置的导线在天线短路点处直接连接至天线，并且可以补偿在两个天线之间存在的电磁耦合。该线将一小部分信号从一个天线传送至另一天线，根据该线的长度不同程度地隔离这两个天线。

还提出了在两个天线之间添加四分之一波陷波(wave notch)，以提高天线之间的隔离。

技术实现要素：

本发明涉及一种应用于槽型天线(如，1/4波槽或1/2波槽、环形槽、锥形槽(TSA、Vivaldi))以及还应用于贴片型天线或其他印刷天线的特定解决方案。

因此，本发明涉及一种天线系统，在基板上至少包括：第一印刷辐射元件和第二印刷辐射元件，每个印刷辐射元件由馈线来供电；在两个辐射元件之间、包括第一端和第二端的至少一个传输线，其中，传输线的第一端和第二端以比例1∶b(b＞1)和相位Φ根据耦合函数(coupling function)分别耦合至第一辐射元件和第二辐射元件，其中比例1∶b(b＞1)和相位Φ与辐射元件之间的物理距离有关，传输线的长度导致相位差Θ，使得Θ补偿Φ。

根据优选实施例，辐射元件是楷型天线，传输线是槽线。辐射元件还可以是贴片，这样，传输线是微带或共面线。

通过将辐射元件的一部分定位成与传输线的对应端平行，来实现耦合函数，平行部分之间的距离d以及平行部分的长度确定了耦合函数的参数。

此外，传输线的总长度使得可以将来自其他天线的复杂信号的分量最小化，这使得可以获得两个槽型辐射元件之间的良好隔离。

附图说明

通过阅读参考附图对本发明优选实施例的描述，本发明的其他特征和优点将显而易见，附图中：

图1是说明本发明原理的具有两个天线的MIMO系统的图示。

图2是应用本发明的两个槽型辐射元件的顶视图。

图3示出了根据频率给出每个天线的阻抗匹配以及两个辐射元件之间的隔离的曲线图。

图4是根据本发明的天线系统的顶视平面图。

图5示出了图4的系统的根据频率的阻抗匹配和隔离曲线。

图6图示了本发明的不同实施例，其中，改变了传输线与辐射元件的平行部分之间的距离D。

图7a和7b分别示出了a)根据频率以及根据D的值的阻抗匹配曲线，以及b)根据距离D的两个辐射元件之间的隔离曲线。

图8是根据传输线的电长度θ的本发明不同实施例的图示。

图9a和9b分别示出了图8的不同实施例的阻抗匹配和隔离曲线。

图10是根据本发明另一实施例的天线系统的顶视平面图。

图11a和11b分别在图11a中示出了没有传输线的天线系统的根据频率的阻抗匹配和隔离曲线，以及在图11b中示出了如图10所示的天线系统的根据频率的阻抗匹配和隔离曲线。

图12是根据本发明另一实施例的天线系统的顶视平面图。

图13a和13b分别在图13a中示出了没有传输线的天线系统的根据频率的阻抗匹配和隔离曲线，以及在图13b中示出了如图12所示的天线系统的根据频率的阻抗匹配和隔离曲线。

图14是本发明的实施例变型的顶视平面图。

图15是本发明的另一实施例变型的顶视平面图。

图16a和16b以及图17a和17b分别示出了不具有传输线以及在具有图15所示的传输线的图15实施例的阻抗匹配曲线(曲线a)和隔离曲线(曲线b)。

为了简化说明，在附图中相同的元件具有相同的参考标记。

具体实施方式

首先将参考图1来说明本发明中实现的原理，图1示出了使用MIMO技术的两个天线A1和A2。

为了最大获益于MIMO技术的贡献，每个天线必须在其专用的传播信道上传输信号，即，在天线系统级，天线必须被去耦合并首先被隔离。图1图示了具有用于接收的两个天线的系统。在这种情况下，每个天线接收有区别的信号P，即，在天线A1上接收P1，在天线A2上接收P2。

由于两个接收天线接近，所以这两个天线根据比例1∶a和相位Φ而耦合在一起，其中，a＞1，Φ与两个天线之间的距离有关。因此，天线A1接收信号P1+aP2e^iΦ，同样天线2接收P2+aPle^iΦ。

根据本发明，以耦合比例1：b将提供耦合函数的元件添加在每个天线的实际结构中，其中b＞1。这两个耦合元件通过传输线来连接，该传输线的电长度导致相位差θ。因此，相对于Φ来调整θ值使得来自另一天线的复信号的分量最小化。

根据本发明的实施例，并如图2所示，两个天线是以两个槽型辐射元件1、2来实现的。优选地，已经将槽1和2蚀刻在了金属化的基板3上。可以是四分之一波槽或二分之一波槽的辐射槽具有例如λg/4或λg/2的长度，其中λg是在天线系统的工作频率下的导波波长。为了限制这些槽的大小，将槽1和2折叠90°，它们的短路端彼此相对。然而，在不脱离本发明的范围的前提下也可以想到其他结构，尤其是线性槽。

如已知的，并如图2所示，分别利用馈线4、5通过电磁耦合来向槽型辐射元件1和2供电(supply)，其中使用微带技术将所述馈线4、5制造在基板上金属化侧的相对侧。每个微带线分别通过线段8、9延伸至激励端口6、7，线段8、9形成阻抗变换器。在这种情况下，可以如在以Thomson Licensing的名义公开的专利申请WO2006/018567中所描述的，实现线/槽耦合。

基于矩量法通过使用IE3D商业软件(来自Zeland)来仿真图2所示的系统。

通过使用具有以下特性的FR4型基板来执行电磁仿真：

介电常数＝4.4。

损耗角正切＝0.023。

基板厚度＝1.4mm。

金属化厚度＝17.5μm。

在这种情况下，产生了由槽宽度为0.3mm的四分之一波槽构成的两个辐射元件1、2，其中两个辐射元件相距长度29.5mm。

图3的曲线给出了仿真结果，图3示出了根据两个辐射元件的频率的阻抗匹配参数S11和S22以及根据两个辐射元件之间的频率的隔离S21。图3的曲线示出了针对2.4GHz的工作频率而言仅11.5dB的隔离。

根据本发明，并如图4所示，将由槽线构成的传输线10置于两个辐射元件1、2之间，以如参考图1所说明的来形成与辐射元件的耦合元件。

更准确地，如图4所示，两个辐射元件1、2包括与折叠成90°的部分相对应的槽部分1a、2a以限制系统大小。与天线系统的辐射元件1和2的槽部分1a、2a相平行地放置传输线10的每一端10a。如参考图1所说明的，选择部分10a的长度L以及在传输线的元件10a分别与辐射元件的部分1a和2a之间的距离d，来进行与每个辐射元件的耦合。

此外，为了实现将传输线集成在两个辐射元件1和2之间，如图4所示来弯曲传输线10。如以下将更详细描述的，选择两个耦合元件之间的传输线10的长度L’，以通过补偿相移Φ来使两个辐射元件1和2之间的隔离最优化。

图4所示的结构是传输槽线和两个辐射元件的最优配置以便使天线系统的总大小最小化的示例。如同图2的结构一样仿真了该结构。图5示出了仿真结果。

应注意，在与802.11b、g标准相对应的频带(即，2.4GHz频带)下，两个端口6和7上的50欧姆阻抗匹配大于-14dB。在所考虑的频带下两个接入(access)之间的隔离大于27dB，而如参考图2所提到的，在没有槽型传输线的情况下，对于相同大小而言隔离仅有11.5dB。

以下将参考图6至9来示出不同参数的影响，如，与所预期结果有关的传输线的端部10a与槽型辐射元件的部分2a和1a之间的距离d以及传输线的长度。

图6实现了要通过调整两个端部10a分别与槽部分2a、1a之间的距离d，来示出槽型辐射元件与槽型传输线的耦合的效果，如图6a、b、c、d所示。在这种情况下，在耦合级处槽部分的长度L是固定的，并且等于52mm，而D在d＝1mm的最优距离下以0.6mm的步长变化。

图6a与等于距离d+1.2mm的距离D1相对应。图6b与D2＝d+0.6mm相对应。图6c与D3＝最优距离d相对应，而图6d与D4＝d-0.6mm相对应。

在图7a和7b上，对于以上四种配置D1、D2、D3、D4中的每一种配置，示出了针对2.4GHz下槽型辐射元件的50欧姆阻抗匹配曲线S11，以及在相同频带下在两个槽型辐射元件之间的绝缘曲线S12。

这些曲线示出了，对于优于-17dB的阻抗匹配级别而言，距离D的调整使得可以获得优于17.5dB的最优隔离。

在图8上，示出了集成在辐射元件之间的槽型传输线的不同长度和位置，以示出与两个辐射元件相耦合的槽线的物理长度和相位的影响。两个耦合器之间的槽线的相位以45°步长(L2、L3、L4配置)从90°+Θ(L1配置)到-90°+Θ(L5配置)变化，其中Θ值在2.45GHz频率下是255°，即，长度52mm。对于图8所示的五个配置L1、L2、L3、L4、L5，传输槽线的端部与辐射槽的部分之间的距离是相同的并且等于d＝1mm。

对于这五个配置中的每个配置，图9a和9b分别示出了在2.4GHz频带下接入辐射元件的50欧姆阻抗匹配曲线以及在相同频带下两个辐射元件之间的隔离曲线。这些曲线示出了，对于优于-12dB的阻抗匹配级别来说，楷型传输线的长度的调整使得可以获得优于18dB的最优隔离。

现在将参考图10和图11来描述本发明的另一实施例。在这种情况下，每个辐射元件20、21由锥形槽构成，例如，Vivaldi型天线。以标准的方式，由微带22、23通过电磁耦合来对该锥形槽供电。根据本发明，在两个锥形槽之间提供由槽线构成的传输线24，使得槽线的端部24a与锥形槽的锥形边缘20a和21a平行。在这种情况下，耦合函数出现在线/缝隙过渡之后，即，发生在辐射元件剖面的一部分上。

图11-a和11-b分别示出了不具有传输线的配置和图10的配置的参数S。这些曲线示出了对于这两种该配置在2.4GHz下优于-10dB的阻抗匹配级别。因此，根据在该配置中实现的原理，最初大于6dB的天线之间的隔离(图11-a)在本示例被提高到达到大于19dB的级别。

现在将参考图12和13来描述本发明的另一实施例。在这种情况下，辐射元件由贴片30和31构成。

图12a示出了基板FR4上具有与上述特性相同的特性的30mm侧面的两个贴片30和31。这两个贴片边缘与边缘之间相隔4mm。图13a示出了这种结构的参数S，其中这两个贴片天线在大约2.45GHz匹配到-10dB。在该频率附近的隔离是-9.5dB。

图12b示出了与上述配置相同配置下的两个贴片30和31。在这种情况下，耦合函数出现在贴片的侧部30a和31a之一上，以便实现电磁耦合。两个耦合器C之间的传输线32是微带线，该微带线的长度允许对隔离进行调整。图13b示出了这种结构的参数S，其中在大约2.45GHz两个天线匹配至-10dB。在该频率附近的隔离是19dB，即，提高了几乎10dB。

现在将参考图14至17来描述本发明的其他实施例。

在图14上，使用如图4所示的天线系统。然而，在该实施例中，在区域中采用与所述第一槽线10相同的方式来集成第二槽型传输线11，使得可以实现两个耦合器11a、10a、1a和11a、10a、2a，并利用两个传输线10和11将这两个耦合器链接在一起。调整传输线的长度以及每个传输线与辐射元件之间的距离，以便拒绝接近天线工作频率的频率或拒绝更远的频率，以拒绝对于天线系统的操作而言不期望的频率。在传输线是槽线的情况下，可以在线/槽过渡与槽型辐射元件1、2的短路平面之间、或者在线/槽过渡的另一侧上，实现这一点。

在图15中，示出了具有3个辐射元件A10、A20、A30的另一实施例；处于中间的元件A20必须与另外两个元件相隔离。

因此，与图4相比，如图15所示添加了第三个四分之一波槽A30。在辐射元件A20上布置两个耦合函数(C1’和C1”)，在另外两个辐射元件A10和A30中的每一个上布置耦合函数(C2和C3)。第一槽线L’1将辐射元件A10的耦合函数C1’链接至辐射元件A20的耦合函数C2，第二槽线L’2将辐射元件A10的耦合函数C1’链接至辐射元件A30的耦合函数C3。在区域中采用与第一槽线L’1相同的方式来集成第二槽线L’2，使得可以放置两个耦合器并通过传输线将这两个耦合器链接在一起。

图16a和16b示出了在没有传输线的情况下图15的配置的参数S，而图17a和17b示出了针对图15所示的配置的相同参数。如图17a和17b所示，在2.4GHz频率下的50欧姆阻抗匹配优于13dB。因此，根据在该配置下实现的原理，最初大于9dB的天线之间的隔离(图16-a)在该示例中被提高到达到高于18dB的级别。