雷达天线以及雷达装置的制作方法

本发明涉及一种监视汽车的行驶方向的车载毫米波雷达，特别是涉及一种用于DBF(Digital Beam Forming；数字波束形成)雷达的天线装置。

背景技术：

DBF雷达具有由在扫描方向上以规定的间隔(一般为等间隔)排列的多个接收天线元件构成的接收阵列，将来自各接收天线元件的接收信号变换为数字数据，通过运算处理对各接收信号施加相移而进行合成，从而等效地生成扫描束。单脉冲测角等检测直接方位的方法、MUSIC(Multiple Signal Classification：多重信号分类)法等高分辨率检测方式也能够应用。由于能够高速、高精度地扫描而不需要驱动元件、可动机构，因此在车载毫米波雷达中被广泛地使用。

但是，需要一种排除DBF雷达中的因光栅瓣现象而造成的误检测的办法。

图11示出使用接收天线阵列的方位检测的原理概论以及在之后的说明中使用的符号等。多个接收天线元件R0、R1、R2、……在水平方向上以等间隔P排列而构成接收阵列。虽然各接收天线元件中接收器、模拟/数字信号变换器与天线连接，但在本图中仅记述天线的配置关系。将水平方向作为X轴、垂直于天线的开口面的方向作为Z轴来定义坐标系，XZ面作为扫描面。将从Z轴向水平方向偏向的角距离设为θ，在本图中，以正值(+)表示右侧，以负值(-)表示左侧。

关于来自θ方向的入射波，在向相邻的接收天线元件进行的入射中产生ΔL的传输路径长度差，从而在接收波呈现出相位差

【算式1】

ΔL＝P·sinθ

【算式2】

Δφ＝k·ΔL+2iπ

i是使的绝对值为最小的整数(0，±1，……)，k为波数(＝2π/λ)，λ是在自由空间内的波长，在车载毫米波雷达所使用的76.5GHz处λ＝3.92mm。通过该关系，根据相位差算出入射方位的检测值Θ。

【算式3】

如果在0±π(180°)的范围内，则Θ与θ一致，从而能够确定方位。

将的入射方位分别设为χ、γ。

【算式4】

【算式5】

θ在±χ内则能够进行方位检测，在说明时，将该范围称为主区域，除此之外的称为外区域。在外区域中，在θ略微超过χ时(θ＝γ+δ)，通过

【算式6】

Θ≈-δ

来计算，左右进行反转。在Θ近似于γ时(θ＝γ±δ)，为

【算式7】

侧方的物体被检测为处于正面方向上的物体。

虽然对于多个入射波，需要根据其数量来增加接收天线的元件数量并使用各种分离方法，但是以间隔P来确定的检测区域以及入射方位θ与检测值Θ的关系是相同的。

即，因来自外区域的入射波而产生误检测。为了排除这些，考虑抑制在雷达天线的外区域的增益的方法。

在日本公开专利2013-032979中，公开有在波导管槽阵列中追加作为辐射器的矩形喇叭部的天线结构。在该例示中，特别是使用了喇叭部的辐射模式的空值特性。

在日本注册专利5667887中，公开有使发送天线的辐射元件在横向(扫描方向)的一个方向上连续地错开，并上下对称地排列的例示。

日本公开专利2013-032979的天线由于减小了波导管的供电损失，使用了更高效率的矩形喇叭部，因此能够获得高增益。并且由于整体由金属板构成，因此几乎没有因热引起的性能变动、变形等，并且具有散热效果。即，具有适用于小型的车载雷达这一特征。但是，在改善喇叭部单体的辐射特性上，为了获得所期望的定向性，即、仅主区域具有高增益而在外区域则尽量降低旁瓣的定向性，特别需要喇叭部的深度尺寸变大。如此一来，由于天线大型化，因此是非优选的。在这里，考虑有依照日本注册专利5667887的方法，使用将喇叭部沿横向错开配置的结构。但是，专利文献2仅公开了根据印刷天线的辐射元件数量以及元件间隔来最佳地配置。

技术实现要素：

因此，本发明的目的在于，通过恰当地配置喇叭部来抑制旁瓣。

本发明的雷达天线具有：发送天线，其具有多个发送喇叭部；以及多个接收天线，它们各自具有在第一方向上排列的多个接收喇叭部，所述多个接收天线在垂直于所述第一方向的第二方向上排列，所述发送天线在所述第二方向上配置于所述接收天线的旁边，所述发送天线具有：倾斜配置部，其配置为所述多个发送喇叭部随着向所述第一方向推进而在所述第二方向上错位；以及反倾斜配置部，其配置为所述多个发送喇叭部随着向所述第一方向推进而在与所述第二方向相反的一侧上错位，所述多个发送喇叭部在所述第一方向上等间隔地配置，所述反倾斜配置部在所述第一方向上配置于所述倾斜配置部的旁边，包含于所述倾斜配置部中的所述多个发送喇叭部的排列与包含于所述反倾斜配置部中的所述多个发送喇叭部的排列，是关于垂直于所述第一方向的面而镜像对称的，包含于所述倾斜配置部或者所述反倾斜配置部中的、在所述第一方向上位于相邻位置的所述多个发送喇叭部之间的、在所述第二方向的配置位置之差至少存在两种类的大小，当N为1以上的整数时，所述多个发送喇叭部的数量为2N个，所述多个接收天线在所述第二方向上以等间隔P排列，在所述第一方向上相邻的所述发送喇叭部在所述第二方向上的配置位置之差的平均值为2P/N以下且P(N-1)/N²以上。

并且，本发明的雷达装置具有：上述雷达天线；电波发送器，其具有至少一个通道的发送端；以及电波接收器，其具有多个接收端，所述发送天线与所述发送端连接，所述多个接收天线分别与所述多个接收端连接，所述发送喇叭部的空值点与通过在所述第二方向上相邻的一对所述接收天线接收到的接收波的相位差为π的方位重合，其中，所述发送喇叭部的空值点是所述发送喇叭部被单独使用时的呈现出所述第二方向的定向性的空值点，因所述多个发送喇叭部具有所述倾斜配置部以及所述反倾斜配置部而生成的空值点，位于所述发送喇叭部的空值点与所述接收喇叭部被单独使用时的呈现出所述第二方向的定向性的空值点之间。

并且，本发明的雷达装置具有：上述雷达天线；电波发送器，其具有至少一个通道的发送端；以及电波接收器，其具有多个接收端，所述发送天线与所述发送端连接，所述多个接收天线分别与所述多个接收端连接，因所述多个发送喇叭部具有所述倾斜配置部以及所述反倾斜配置部而生成的空值点，与通过在所述第二方向上相邻的一对所述接收天线接收到的接收波的相位差为π的方位重合，所述发送喇叭部的空值点位于因所述多个发送喇叭部具有所述倾斜配置部以及所述反倾斜配置部而生成的空值点与所述接收喇叭部被单独使用时的呈现出所述第二方向的定向性的空值点之间，其中，所述发送喇叭部的空值点是所述发送喇叭部被单独使用时的呈现出所述第二方向的定向性的空值点。

本申请的雷达天线通过恰当地配置发送喇叭部以及接收喇叭部而具有减小旁瓣的效果。

附图说明

图1的(a)示出第一实施方式的雷达天线的结构。

图1的(b)示出第一实施方式的接收喇叭部的X方向的剖视图。

图2的(a)示出第一实施方式的变形例的接收天线以及发送天线。

图2的(b)示出第一实施方式的变形例的接收喇叭部的X方向的剖视图。

图2的(c)示出第一实施方式的变形例的发送喇叭部的X方向的剖视图。

图3的(a)示出第一实施方式的接收喇叭部的水平定向特性。

图3的(b)示出根据第一实施方式的实型解析的、在开口面的X方向的电场强度以及相位分布。

图4示出第一实施方式的雷达天线的仰角定向特性。

图5示出第一实施方式的发送喇叭部的水平定向特性。

图6示出第一实施方式的雷达天线的水平定向特性。

图7示出以往的设计例子的雷达天线的水平方向定向特性。

图8示出第二实施方式的雷达天线的水平定向特性。

图9示出第二实施方式的发送喇叭部的结构。

图10的(a)示出具有固定部件的雷达天线。

图10的(b)是沿符号A-A的雷达天线的剖视图。

图11是说明使用了接收天线阵列的方位检测的原理的图。

【符号说明】

1 雷达天线

21 发送天线

22 发送喇叭部

23 发送槽

3 接收天线阵列

31 接收天线

32 接收喇叭部

33 接收槽

4 倾斜配置部

5 反倾斜配置部

7 开口面

8 平面部

81 非连续部

9 矩形波导管

S1、S2、S3、S4 固定部件

具体实施方式

图1的(a)示出作为本发明的第一实施方式的雷达装置111的结构。

雷达装置111具有雷达天线1、电波发送器以及电波接收器，其中，电波发送器具有至少一个通道的发送端，电波接收器具有多个接收端。并且，雷达天线1具有由与发送端连接的发送天线21以及分别与多个接收端连接的多个接收天线31构成的接收天线阵列3。虽然存在发送天线21根据雷达天线1的功能需要而使用多个的情况，但是在这里仅为一个。另外，在此不图示电波发送器以及电波接收器。

各天线具有专利文献1所示的结构。即，为波导管槽阵列，该波导管槽阵列具有在第一方向(Y方向)延伸的矩形波导管9上以辐射电场为同相位的方式设置的多个槽。在该天线中，在垂直于辐射面的方向上能够获得高增益。各槽具有矩形喇叭部。天线能够发送或者接收Y方向的直线偏波。

发送天线21具有多个发送喇叭部22，发送喇叭部22在所述第一方向上等间隔地配置。发送喇叭部22分别具有发送槽23。接收天线阵列3具有在垂直于第一方向的第二方向(X方向)上排列的多个接收天线31。接收天线31各自具有在第一方向上排列的多个接收喇叭部32。接收喇叭部32分别具有接收槽33。多个接收天线31在第二方向(X方向)上等间隔地排列，发送天线21在第二方向上与接收天线31相邻地配置。发送喇叭部22以及接收喇叭部32的形状是X方向为长边、Y方向为短边的矩形。同样，发送槽23以及接收槽33的形状是X方向为长边、Y方向为短边的矩形。

发送天线21具有倾斜配置部4以及反倾斜配置部5，其中，倾斜配置部4的多个发送喇叭部22以随着在Y方向上推进而在X方向上错位地配置，且配置间隔为Sx，反倾斜配置部5以随着在Y方向上推进而在X方向的反方向，即在-X方向上使位置仅错开Sx而配置，且配置间隔为Sx。反倾斜配置部5在Y方向上配置于倾斜配置部4的旁边(图中的下侧)。包含于倾斜配置部4的多个发送喇叭部22的排列，与包含于反倾斜配置部5的多个发送喇叭部22的排列，是关于垂直于Y方向的面6而镜像对称的。倾斜配置部4以及反倾斜配置部5作为整体(即发送天线21)排列成V字型。倾斜配置部4以及反倾斜配置部5不必一定使所有的发送喇叭部22倾斜。至少一部分的发送喇叭部22在X方向以及-X方向上错位地配置即可。

一般的矩形喇叭部为棱锥形状(以后称为标准喇叭部)，该棱锥形状的垂直于电波推进方向的矩形截面积从作为输入输出端的矩形波导管起逐渐地扩大，开口面的振幅分布直接地呈现出作为矩形波导管的基本模式的TE10分量。位于开口面的波面(等相位面)是如非专利文献(天线工学手册第二版电子信息通信学会编辑)的图6.3说明的那样的椭圆球面形状的曲面，在壁面侧产生相位延迟。因该影响而导致如非专利文献(天线工学手册第二版电子信息通信学会编辑)的图6.5、图6.6所示那样的增益减小、旁瓣上升等性能低下，空值点也变得不清楚。

图1的(b)是接收喇叭部32的X方向的剖视图。如图1的(a)、图1的(b)所示那样，矩形喇叭部的开口面7的尺寸用A表示横向宽度、B表示纵向长度、H表示从开口至矩形波导管9的深度、Wa表示矩形波导管9(接收槽33)的X方向的尺寸(长边尺寸)。并且，接收天线31在X方向上等间隔地配置，该配置间隔用P表示。在指出发送以及接收天线中的各部位时，发送用t、接收用r来对各符号付与下标进行表示。

图2示出作为本发明的第一实施方式的变形例的雷达天线11。图2的(a)是接收天线311以及发送天线211的X方向的剖视图，图2的(b)是接收喇叭部321的X方向的剖视图，图2的(c)是发送喇叭部221的X方向的剖视图。

接收喇叭部321的基部侧连接有矩形波导管9，在矩形波导管9与接收喇叭部321之间，雷达天线11具有从接收喇叭部321的内壁面向矩形波导管9延展的平面部8。在该例示中，平面部8垂直于接收喇叭部321的轴。但是，本申请的发明的平面部8并不限定为垂直于接收喇叭部321的轴，也可以是倾斜的。具有平面部8的喇叭部被称为箱喇叭部。通过平面部8而在喇叭部的侧面生成台阶状的非连续部81。通过该非连续部81生成高次模式中的TE30模式，能够改善、修整辐射特性。原理的详细情况如专利文献1的图3、4说明的那样。通过平面波解析(假设没有因波面的弯曲而造成的相位迟延)来比较具有台阶状的非连续部81的喇叭部(以下，称为带台阶部的喇叭部)与标准喇叭部的辐射特性。并且，平面部8不仅设置于接收喇叭部321，也设置于图2的(c)所示的发送喇叭部221。

带台阶部的喇叭部的开口面7的电场分布如以下那样来表示。

【算式8】

E_x＝0

【算式9】

在此，将为矩形的开口面7的中点作为原点，X为-A/2以上A/2以下，α₁、α₃是表示TE10以及TE30模式分量的电场强度的系数，并将两分量的电场方向设为在开口面中央(X＝0)朝向相反方向。

将α₁与α₃之比设为ζ(＝α₃/α₁)时，根据该开口分布的、开口效率η以及X方向的相对辐射定向特性D_x为以下关系。

【算式10】

【算式11】

在此，u＝A/λ·sinθ,其中，A是喇叭部开口的横宽，θ是方位角。通过计算Dx＝0的方位角ν，能够得到出现空值点的方位角ν。

开口效率η以及出现空值点的方位角ν在标准喇叭部中为η＝81％，ν＝sin^-1(3λ/2A)。

并且，在带台阶部的喇叭部中ζ＝1/3时开口效率η为最大。该情况的η＝90％，

ν＝sin^-1(√5λ/2A)。

以下，示出在使用了带台阶部的喇叭部时的天线的设计例子。

关于使用了接收天线311的雷达天线11，天线的构成数量越多则越提高分辨率。但是若增加天线的构成数量，则成本提高。若是相同的构成数量，虽然接收天线311的配置间隔P越大则分辨率越高，但是能够检测的角度范围变窄。在以后的设计例子中，为了既具有监控前方的自行车线以及左右的相邻车线的角度范围又尽可能地获得高分辨率，选择接收天线311的配置间隔P＝9.4mm(2.4λ)。

虽然从电气方面优选接收喇叭部321的横宽Ar大，但是在制造上，需要使相邻的喇叭部之间的壁具有厚度。基于研究了能够铸造的条件的实际成果，将壁厚设置为0.8mm。将接收喇叭部321的横宽设置为Ar＝8.6mm，根据后述的条件，将纵长设置为Br＝3.8mm。

使用图3来对带台阶部的喇叭部以及标准喇叭部的特性进行比较。图3的(a)示出接收喇叭部的水平方向的定向特性。单点划线21为实际的带台阶部的喇叭部(接收喇叭部321)的特性，虚线22为标准喇叭部(接收喇叭部32)的特性，示出使用了三维模拟装置的解析结果。两者的开口面积以及深度都是相同的。以增益为最大的方式来选择尺寸的结果是，若将深度设置为Hr＝7.1mm，将平面部8的X方向的宽度尺寸设置为C，则C_r为3.8mm。可知：带台阶部的喇叭部与标准喇叭部相比，峰值增益增加了。

细实线23以及点线24示出根据平面波解析得到的计算结果。细实线23为之前所述的効率最大的条件(ζ＝1/3)的结果，点线24仅为TE10模式时的结果。虽然作为与带台阶部的喇叭部有关的计算结果的单点划线21与细实线23基本一致，但是若将作为与标准喇叭部有关的计算结果的点线22与点线24比较的话，则在使用三维模拟装置进行实型解析获得的点线22中，不呈现空值且峰值增益也较低。这是因为相对于在实型解析中呈现因波面的弯曲而产生的相位迟延的影响，在平面波解析中不受到该影响。即，作为简便的解析方法的平面波解析结果的相对于实型解析结果的偏差，在标准喇叭部更为显著。

接下来，图3的(b)示出通过实际的解析得到的在接收喇叭部321的开口面7的X方向的电场强度以及相位分布。由于特性是左右对称的，因此，针对电场强度以及相位分布分别仅示出从前方到右侧的一半部分。图3的(b)中，右侧表示电场强度，左侧表示相位分布。

实线31表示带台阶部的喇叭部的特性(带台阶部的喇叭部的特性在图3的(a)中通过单点划线21表示)。虚线32表示标准喇叭部的特性(标准喇叭部的特性在图3的(a)中通过虚线22表示)。电场强度是以标准喇叭部的开口面7的中央的值为基准、对于相同输入功率的相对值。相位分布虽然在实线31中基本是平坦的，但是虚线32呈现相位迟延。即，带台阶部的喇叭部除了修整开口面7的电场强度以外，还具有校正相位迟延的效果。

接下来，对阵列特性进行说明。

在排列多个具有相同的辐射特性D的天线元件来构成阵列天线的情况下，阵列天线的定向特性是各天线元件的辐射特性D与阵列因子(基于阵列排列的定向特性)F的积。

在以等电力、等相位来供电时辐射元件的效率为最大。对于通过以等间隔S而在直线上排列的M个阵列元件构成的阵列，阵列因子F具有以下关系。

【算式12】

对于第一实施方式及其变形例，示出阵列天线的辐射特性。发送天线21、211以及接收天线31、311在上下方向上各有七级合计十四级的阵列元件排列来构成阵列天线。以下，天线的级数用M表示，倾斜配置部以及反倾斜配置部的级数各自用N表示。

首先，对这样的结构中的发送天线的定向特性进行说明。

图4是M＝2N＝14(N＝7)时的、发送天线211的仰角方向的定向特性。由于为了以等相位对各喇叭部供电，而需要使在各喇叭部的Y方向上的配置间隔Sy与对各槽供电的矩形波导管9的管内波长一致，因此Sy＝4.6mm。并且，矩形波导管9的长边宽度Wa为3.74mm。点线70示出对各槽均等供电时的特性。阵列因子通过算式12来表现。另外，各喇叭部是被设为具有与图3的(a)的单点划线21相应的水平定向特性来计算的。另外，也考虑通过使对各喇叭部的供电偏离等相位状态，来调节天线阵列的定向性。这时，根据相位的偏离量，来使配置间隔Sy不同于矩形波导管9的管内波长。

对于实际的雷达天线的结构，以在中央部的电力较大，在两端的电力较小的方式来供电，从而减小旁瓣的结构是普通的结构。图4的实线71是进行这种方式供电时的特性的例子。在倾斜配置部以及反倾斜配置部中，供电模式为彼此上下对称。

从中央向第1、第2、……第7个喇叭部供电的电力如以下的方式来分配。

0.27:0.24:0.2:0.13:0.08:0.04:0.04

另外，点线70以及实线71由以θ＝0的峰值作为基准(0dB)的相对值来示出。

发送天线21、211在Y方向上具有倾斜配置部4以及反倾斜配置部5，且倾斜配置部4与反倾斜配置部5以镜像对称的方式排列。YZ平面内(即、仰角方向)的阵列因子F不受倾斜配置部4以及反倾斜配置部5的配置方式的影响，而仅通过在Y方向上的天线元件的配置间隔来决定。XZ平面内(即、水平方向)也一样，阵列因子F仅通过X方向的天线元件的配置间隔来决定。分别构成倾斜配置部4以及反倾斜配置部5的天线元件的数量是相等的。换言之，M＝N。因此，在向X方向以等间隔S_x排列的天线阵列以等电力供电时的第一空值点μ是通过计算算式12中F＝0的最小θ来得到的，并用算式13表示。

【算式13】

本发明使用随着接收喇叭部、发送喇叭部以及发送喇叭部的X方向的配置位置的不同而呈现的三个空值点，来降低雷达的外区域的灵敏度。以下，作为本发明的实施方式的一个例示，针对发送天线为等电力供电且在X、Y方向上均为等间隔排列的情况，比较作用、效果。

如之前所述那样，接收天线311的配置间隔P是9.4mm(2.4λ)，比接收喇叭部321的横宽Ar＝8.6mm稍大。因此，在单独使用接收喇叭部321时的呈现出X方向的定向性的空值点νr＝sin-1(√5λ/2Ar)，位于以γ＝sin-1(λ/P)(算式5)给出的γ的稍微外侧。该接收喇叭部321单体的水平方向的定向特性用图3的(a)的单点划线21示出。

接下来，对发送天线的尺寸进行说明。以单独使用发送喇叭部221时的呈现出X方向的定向性的空值点ν_t与χ(相邻的接收天线元件之间的接收信号的相位差为π的方位)重合的方式，来选择发送喇叭部221的宽度(At)、平面部8的宽度(Ct)、深度(Ht)。在此，所谓的宽度是指图2的(a)中的X方向的尺寸，深度是指Z方向的尺寸。并且，后述的纵向尺寸Bt是指Y方向的尺寸。在该发送天线中，考虑使用算式13表示的、通过发送喇叭部221具有倾斜配置部4以及反倾斜配置部5而生成的空值点μ适当地位于ν_t与ν_r之间的方法。图5示出选择这样的尺寸时的发送喇叭部221的水平方向的定向特性。

发送喇叭部221的开口面7的纵向尺寸Bt与接收喇叭部321的尺寸相同、是3.8mm。天线元件的配置间隔P是9.4mm时，χ＝12°。双点划线41示出在效率最大(作为TE30模式与TE10模式之比的ζ为大约1/3)的条件下，以ν_t＝χ的方式来选择各处的尺寸时的特性。在该例示中，开口宽度At＝21mm，平面部8的长边宽度Ct＝8.5mm，喇叭部的长度Ht＝26mm。

虚线42示出在将开口宽度At设置为相同的21mm的同时，使ζ变小时的特性。在该情况下，Ct＝7.2mm，Ht＝23.8mm。如此一来，虽然能够减小旁瓣，但是空值点ν_t向更外侧移动。

细实线43示出以在与双点划线41相同的空值点成为与虚线42同等的旁瓣电平的方式来选择各处的尺寸时的辐射特性。在该情况下，At＝25.5mm，Ct＝7.8mm，Ht＝32.6mm，喇叭部的深度需要变长。

图6是示出雷达天线11的水平方向的定向特性的图表。图表的纵轴数值表示相对值。

各接收喇叭部321具有图3的(a)的单点划线21所示的接收特性(Dr)，各发送喇叭部221具有图4的双点划线41所示的辐射特性(Dt)。点线52示出由发送喇叭部221的配置间隔决定的阵列因子(Fx)。作为发送喇叭部221的X方向的配置间隔的Sx是1.98mm。按照空值点ν_t、空值点μ、空值点ν_r的顺序来排列空值点。实线50示出雷达天线11的发送接收的水平方向的定向特性(＝Dr·Dt·Fx)。

图7是专利文献1所述的以往的设计例子中的水平方向的定向特性。各接收喇叭部与图5的单点划线21所示的辐射特性相同。双点划线81是发送喇叭部的水平方向的定向特性。由于不使用由发送喇叭部的配置排列决定的阵列因子，因此需要大幅降低旁瓣。因此，喇叭部的横宽、深度变大，为At＝40mm，Ct＝7.6mm，Ht＝58mm。实线80表示雷达天线的发送接收的水平方向的定向特性(＝Dr·Dt)。

如将图6与图7进行比较，则能够明白本发明能够大幅降低旁瓣的灵敏度。并且，对于发送喇叭部，特别能够减小深度尺寸。

在本设计例子中，虽然将发送天线设为在Y方向上具有倾斜配置部以及反倾斜配置部的镜像对称，且将接收天线设为在Y方向上延伸的直线排列，但是将接收天线设为在Y方向上具有倾斜配置部以及反倾斜配置部的镜像对称，且将发送天线设为在Y方向上延伸的直线排列也能够得到相同的效果。但是，由于需要将多个接收天线全部相同地设为在Y方向上具有倾斜配置部以及反倾斜配置部的镜像对称，因此在结构上变得复杂。并且，也考虑将发送、接收天线均设为在Y方向上具有倾斜配置部以及反倾斜配置部的镜像对称。虽然在该情况下结构也变得复杂，但是由于能够使用因接收喇叭部具有倾斜配置部以及反倾斜配置部而生成的空值点，因此能够实现如下改善：进一步降低外区域的信号的接收强度。

本发明的第二实施方式的雷达天线12具有以下的结构：以阵列因子F的空值点μ与χ(用相邻的接收天线元件接收到的接收波的相位差为π的角度)重合的方式来选择发送喇叭部221的X方向的配置间隔Sx，使发送喇叭部221的空值点νt适当地位于阵列因子F的空值点μ与接收喇叭部321的空值点ν_r之间。

各发送喇叭部元件在X方向上等间隔地排列，且等电力地供电时为μ＝χ的条件是，算式4以及算式13的右边相等。因此，N·Sx＝2P。在此，若Sx比2P/N大，则μ<χ，即、由于空值点是向主区域的内侧生成的，因此是非优选的。因此，Sx的上限通过算式14得到。

【算式14】

图8是第二实施方式的雷达天线12的水平方向的定向特性。如图8所示，按照空值点μ、空值点ν_t、空值点ν_r的顺序来排列空值点。

图9示出雷达天线12所具有发送天线212的结构。在该设计中，发送喇叭部221的X方向间隔从中央依次为3.4、3.4、3.4、2.8、1.4、0.0。即，发送喇叭部221的X方向的配置间隔Sx1至少存在两种类的大小。

在图8中，各接收喇叭部321的定向特性与图6的单点划线21所示的特性相同。在此，调节发送喇叭部221的X方向的配置间隔Sx1，使因发送喇叭部221具有倾斜配置部以及反倾斜配置部而生成的空值点μ与χ重合。点线62表示该阵列因子。双点划线61表示发送喇叭部221的辐射特性。这时的发送喇叭部221的尺寸为At＝16mm，Ct＝7.6mm，Ht＝17mm，发送喇叭部221的开口宽度以及喇叭部的长度均能够比第一实施方式小。

在此，本设计例子的发送喇叭部221的特性为以下的设计：与图4的用实线71表示的特性相同，沿着仰角方向降低旁瓣。

在该种情况下，通过根据向各发送喇叭部221供应的电力来调整X方向的间隔，能够得到与以等电力对等间隔配置的发送天线元件供电的情况相同的空值特性。

具体地说，使发送喇叭部221的间隔在供应的电力较大的中央部较大，而在两端侧较小。因此，配置间隔Sx1的平均值σ变得比在等电力地供电时以及等间隔配置时的间隔Sx小。即、由于在两端侧对阵列因子的贡献较小，而中央部成为支配性的，因此，作为车载雷达天线，能够对实用的设计设置以下的范围。

【算式15】

发送喇叭部221的配置间隔的平均值σ是2.40mm。相对于等间隔配置时的配置间隔Sx＝2.69mm，为σ＝0.89Sx。并且，算式15的右边为0.86Sx，平均值σ满足算式15。

在θ＝χ附近，即使入射波方位略微变化，也存在检测值Θ左右翻转的情况，由于靠近空值点，因此输入电平也较小，从而检测变得不稳定。因此，在车载雷达中，一般将视场角(作为监视对象的方位角的范围)θv设定为比主区域范围略小。

例如，若θv＝0.9χ，则大致θ＝0.9χ～1，1χ的范围为监视对象以外的范围，需要抑制信号电平的范围比1.1χ靠外侧。由此，作为天线，只要将单独使用发送喇叭部时的呈现出X方向的定向性的空值点ν_t，或者因发送喇叭部具有倾斜配置部以及反倾斜配置部而生成的空值点μ设置在1.1χ的方向上即可，因此能够进一步减小喇叭部的尺寸。由此，能够使视角端(θ＝0.9χ)的电平变高，从而能够提高检测的稳定性。

并且，考虑有重视正面方向，特别是抑制Θ≈0的误检测的设计。在该情况下，在呈现衍射光栅的γ方向设置空值点。该特性在第一实施方式中通过设置μ＝γ来得到。

另外，在μ﹥γ时，电平降低的效果变小，也预见不到有用的改善。因此，作为本发明的有效的范围，考虑有μ≦γ。

基于以上的检讨，总结了本发明的有效的范围。包含于倾斜配置部或者反倾斜配置部的、在第一方向上(Y方向)位于相邻位置的多个发送喇叭部之间的、在第二方向(X方向)的配置位置之差至少存在两种类的大小，当N为1以上的整数时，多个发送喇叭部的数量为2N个。

首先，在第二实施方式中，σ的上限为通过算式14获得的等电力供电、等间隔排列的情况。由于这时σ＝Sx，因此用算式16来求得。

【算式16】

并且，由算式5、算式13得到μ＝γ的条件是，在等电力供电、等间隔排列时Sx＝P/N，由基于算式15的σ与Sx之间的关系，来导出作为σ的下限的算式17。

【算式17】

图10的(a)示出具有固定部件的雷达天线。图10的(b)示出图10的(a)的符号G-G的雷达天线的剖视图。雷达天线1由喇叭部件H1、板部件P1、反馈部件F1构成。喇叭部件H1是通过在金属平板上雕刻出喇叭形状以及矩形的槽而形成。从喇叭部件H1的-Z方向覆盖金属制的板部件P1而形成空心的矩形波导管9。在板部件P1的-Z方向，金属制的反馈部件F1被覆盖。喇叭部件H1、板部件P1以及反馈部件F1通过未图示的螺丝等而一体地固定。MMIC搭载于反馈部件F1。在MMIC生成的电波通过反馈部件F1传递至发送天线21。

在图10的(a)中，虽然喇叭部件H1以及板部件P1的右侧的外形是与发送天线21的倾斜配置部4以及反倾斜配置部5的外形对应的形状，但是反馈部件F1的右侧的外形是向+X方向扩展的形状。并且，板部件P1的左侧的外形与喇叭部件H1的外形相同。因此，在图10的(a)中，不图示板部件P1。反馈部件F1的左侧的外形是向-X方向扩展的形状。反馈部件F1整体为矩形。

雷达天线1还具有固定部件S1、S2、S3、S4。固定部件S1～S4固定雷达天线1以及容纳雷达天线1的罩(不图示)。固定部件S1～S4配置于反馈部件F1的四角。更优选固定部件S1、S2配置于，与发送天线21的V字型的弯曲部分在Y方向重合的部分。通过将发送天线21配置为V字型，能够确保配置固定部件的空间。