波导管、缝隙天线以及喇叭天线的制作方法

本发明涉及一种在对汽车的行驶方向进行监控的使用毫米波的车载雷达装置中，尤其是DBF(Digital Beam Forming；数字波束形成)雷达中使用的波导管、缝隙天线以及喇叭天线。

背景技术：

DBF雷达具有由在扫描方向上以规定的间隔(通常等间隔)排列的多个接收天线构成的接收天线阵列，将来自各接收天线的接收信号转换为数字数据，通过运算处理向各接收信号赋予相位而进行合成，从而等效地生成扫描束。由于不用驱动零件或可动机构就能够以高速、高精度进行扫描，因此在车载毫米波雷达中也被广泛应用。但是，在DBF雷达中，需要对因栅瓣引起的误检测进行排除的对策。

日本公开专利2012-147105号公开了一种发送天线呈上下对称且依次错位而呈V字型排列的贴片天线。通过利用基于该V字型排列的空值特性，减小旁瓣。但是，在用微带线向贴片天线供电的情况下，毫米波的频带中的介电损耗较大。虽然在用波导管供电的情况下损耗较小，但是目前为止尚未知晓用波导管向呈V字型排列的天线阵列供电的方法。

技术实现要素：

本发明的课题在于提供一种具有用单一波导管向至少一部分具有V字型的排列的天线阵列供电的结构的波导管、缝隙天线以及喇叭天线。

本发明是为了解决上述问题而完成的，本申请的第一发明涉及波导管，其用于沿与第一方向垂直的第二方向传送具有沿所述第一方向振动的电场的电磁波，所述波导管具有：至少三个局部矩形波导管；以及将所述局部矩形波导管与相邻的其他所述局部矩形波导管连接的突出壁以及后退壁，各所述局部矩形波导管具有沿所述第二方向延伸的筒形，所述局部矩形波导管在所述第二方向上的横截面呈矩形状，各所述局部矩形波导管在所述第二方向上排列，各所述局部矩形波导管的内部空间相互连接，在将与所述第一方向以及所述第二方向这两个方向垂直的方向中的一方称为第三方向时，所述突出壁从所述局部矩形波导管的在所述第三方向上相向的一对侧面中的任意一个侧面朝向另一侧面扩展，所述后退壁从所述一对侧面中的所述另一侧面朝向与所述一个侧面相反的一侧扩展，在所述局部矩形波导管中，在所述第二方向上被其他两个所述局部矩形波导管夹持而配置的所述局部矩形波导管中的至少一个在所述第二方向上的内部空间的长度在规定的范围内，所述规定的范围为(λg-λg/8)/(2n+M)以上且(λg+λg/8)/(2n+M)以下，其中，λg为所述波导管的管内波长，n为2以上的自然数，M为不包括0的自然数。

本申请的第二发明为缝隙天线，该缝隙天线具有波导管，所述局部矩形波导管中的至少一个具有矩形缝隙，该矩形缝隙是贯通所述第一方向的壁面的孔。

本申请的第三发明为喇叭天线，该喇叭天线具有：波导管；以及与所述波导管连接的多个矩形喇叭，所述局部矩形波导管中的至少一个具有矩形缝隙，该矩形缝隙是贯通所述第一方向的壁面的孔，所述矩形缝隙朝向所述矩形喇叭的基部开口，所述矩形喇叭的长边和所述矩形缝隙的长边沿相同的方向延伸。

根据本发明，能够用单一波导管向至少一部分具有V字型的排列的天线阵列供电。

附图说明

图1的(a)为第一实施方式的水平位移波导管(laterally shifting waveguide)的立体图。

图1的(b)为从Z方向观察第一实施方式的水平位移波导管的图。

图2的(a)为第二实施方式的水平位移波导管的立体图。

图2的(b)为从Z方向观察第二实施方式的水平位移波导管的图。

图2的(c)为示出第二实施方式的水平位移波导管的电波的前进方向的图。

图3的(a)为与辐射器连接的第二实施方式的水平位移波导管的立体图。

图3的(b)为从Z方向观察与辐射器连接的第二实施方式的水平位移波导管的图。

图3的(c)为与缝隙连接的第二实施方式的水平位移波导管的立体图。

图4为示出与辐射器连接的第二实施方式的水平位移波导管的电波的前进方向的图。

图5的(a)为作为本发明的变形例的水平位移波导管的立体图。

图5的(b)为作为本发明的变形例的水平位移波导管的局部立体图。

图6的(a)为示出本发明的水平位移波导管的反射振幅比的图表。

图6的(b)为示出本发明的水平位移波导管的反射波相位转变以及通过波相位转变的图表。

图7的(a)为示出辐射器(缝隙、喇叭)的反射振幅比的图表。

图7的(b)为示出辐射器(缝隙、喇叭)的反射波相位转变以及通过波相位转变的图表。

图8为示出本发明的局部矩形波导管的配置例的图。

图9的(a)为作为本发明的变形例的水平位移波导管的局部立体图。

图9的(b)为从X方向观察作为本发明的变形例的水平位移波导管的图。

图9的(c)为从Z方向观察作为本发明的变形例的水平位移波导管的图。

图10为从Z方向观察使用了本发明的水平位移波导管的天线阵列的图。

图11为从Z方向观察使用了本发明的水平位移波导管的天线装置的变形例的图。

符号说明

2、21、22 位移面

3 矩形缝隙

4 矩形喇叭

6 供电用孔

10、11、12 局部矩形波导管

40 平面部

90、901、902 突出部

91、911、912 后退部

100、101、102、103、104、105 水平位移波导管

200、201 天线装置

7 接收部

8 发送部

70a、70b、70c、70d、70e 接收天线子阵列

80 发送天线阵列

71 接收用喇叭

801、802 发送用喇叭

具体实施方式

在图1的(a)、图1的(b)中示出本发明的第一实施方式的水平位移波导管。水平位移波导管(波导管)100沿与第一方向Z方向垂直的第二方向(Y方向)传送具有沿第一方向振动的电场的电磁波。呈直线状延伸的波导管100具有被与管轴垂直的位移面2划分的形态。将被划分的各部位分别称为局部矩形波导管10以及局部矩形波导管11。局部矩形波导管10以及局部矩形波导管11一边平行地保持管轴，一边以管轴的位置沿与Y方向以及Z方向垂直的第三方向(+X方向)偏移的状态连接。

局部矩形波导管10、11的内部空间具有沿第二方向延伸的筒形，在第二方向上的横截面呈矩形状。每个局部矩形波导管10、11在X方向上的宽度相等。局部矩形波导管10、11在X方向上的位置相差的量为S，该S是比局部矩形波导管10、11的宽度小的大小。

局部矩形波导管10、11以位移面2为边界，伴随有S的横向偏移而连接。局部矩形波导管10、11的共同部分以外的部分被导体壁封闭。封闭共同部分以外的部分的导体壁包括作为台阶面的突出壁90以及后退壁91。突出壁90以及后退壁91连接局部矩形波导管10与局部矩形波导管11。突出壁90从局部矩形波导管11的在X方向上相向的侧面中的-X方向侧的侧面的-Y方向侧的端部朝向+X方向扩展，与局部矩形波导管10的-X方向侧的侧面的+Y方向侧的端部连接。与此相对，后退壁91从局部矩形波导管11的在X方向上相向的侧面中的+X方向侧的侧面的-Y方向侧的端部朝向+X方向扩展，与局部矩形波导管10的+X方向侧的侧面的+Y方向侧的端部连接。在本说明书中，将这种波导管结构称为水平位移波导管。若使用水平位移波导管，则能够向位于波导管的宽度方向(X方向)上不同位置的天线供电。但是，在位移面发生电波的反射。为了抵消该反射并实现反射匹配的状况，需要另外检讨结构。

在使用毫米波的频带的电波的小型天线中，大多采用在金属平板雕刻矩形的槽，覆盖金属板而形成中空波导管的制造方法。图1的(b)为设想这种制造方法的波导管槽的俯视图，空白部分为波导管内部。

在图6中示出作为本发明的第一实施方式的水平位移波导管的响应特性。图6的(a)的实线51示出局部矩形波导管的水平方向的偏移量S与反射振幅比(反射电场相对于输入电场的大小之比)的关系。偏移量S用自由空间波长λ标准化。图6的(b)示出相对于输入波的相位变化与被标准化后的偏移量S之间的关系。点线52为反射波的相位转变，虚线53为通过波的相位转变。关于局部矩形波导管的尺寸，将长边设为Wa，将短边设为Wb，通常从λ/2＞Wa＞λ、Wb＜λ/2的范围选择。在此，相对于设计频率为76.5GHz，λ＝3.92mm，设Wa＝3.78mm。并且，虽然在计算上选择了Wb＝1mm，但是这些响应特性不会根据Wb而发生改变。虽然反射波发生约90°的相位转变，但是通过波的相位与输入波的相位大致相同，即使经过水平位移波导管，传送相位的变化也较小。

在图2的(a)、图2的(b)中示出本发明的第二实施方式的水平位移波导管101。图2的(a)由于在两个部位具有位移面，因此称为两段水平位移波导管。图2的(b)为俯视图。具有在第一实施方式的水平位移波导管100的第二方向上追加局部矩形波导管12的结构。位移面也具有21和22这两个。并且，具有两个突出壁901、902以及两个后退壁911、912。

局部矩形波导管10与局部矩形波导管11以及局部矩形波导管11与局部矩形波导管12之间的偏移量分别为S1、S2。局部矩形波导管11在第二方向上的内部空间的长度即轴向长度为L。在该例子中，关于各局部矩形波导管10、11、12，各局部矩形波导管在X方向上的宽度即长边尺寸Wa相同。但是，Wa也可以根据设计，针对各局部矩形波导管而不同。在两段水平位移波导管101中，能够用单体实现反射匹配。

以下，示出反射匹配的算式。图2的(c)示意地示出水平位移波导管101的电波的流动。在图2的(c)中，实线箭头表示电波中的前进波，虚线箭头表示反射波。由于位移面21、22在波导管的宽度方向上存在非连续性，因此分别产生反射波Γ₁、Γ₂。下面，用以下算式表示反射波。

[算式1]

在此，Γ表示复反射系数，γ表示反射振幅比，ψ表示反射波的相位转变，ρ表示基于传送路长的相位差，用表示适当部位等的下标进行识别。

严格来讲，还需要考虑多重反射的影响或在位移面不反射而通过的通过波的相位转变，但是作为近似情况省略这些。并且，反射波的相位转变设为与90°(π/2)大致相等。以局部矩形波导管11的中点C处的相位为基准，位移面21、22中的反射波Γ₁、Γ₂用以下的算式表示。

[算式2]

[算式3]

在此，将波导管的管内波长设为λg，kg＝2π/λg。斜体字j表示虚数单位。若将该系统整体的反射系数即朝向局部矩形波导管10的反射系数设为Γ₀，则Γ₀用以下的算式表示。

[算式4]

通过算式4，成为Γ₀＝0的是γ₁＝γ₂且cos(kg·L)为零的时候。

γ₁以及γ₂均与后退壁911以及912的宽度成比例。因此，为了使γ₁＝γ₂，需要S1＝S2。cos(kg·L)以L＝λg/4或者其奇数倍成为零。由此，这两者为实现反射匹配的必要条件。

另外，在多段水平位移波导管中，也能够实现反射匹配。根据水平位移连接的数量，为n个的情况下，称为n段。在局部矩形波导管11～1(n-1)的轴向长度均相同(＝L)、各水平位移连接部位21～2n的偏移量也均相同(＝S)的情况下，在将各后退壁中的反射振幅比设为γs时，系统整体的反射系数用以下算式表示：

[算式5]

该Γ₀以L＝λg/(2n)成为0，可以实现反射匹配。即，在两个以上的水平位移连接设成n个时，实现反射匹配的L的条件为L＝λg/(2n+M)(M为包括0的自然数)。

但是，L并不需要与λg/(2n+M)严格一致。只要是在(λg-λg/8)/(2n+M)以上且(λg+λg/8)/(2n+M)以下的规定范围内，就能够获得反射匹配的效果。

在局部矩形波导管中，在长边宽度为λ/2以下时，呈阻断状态，无法进行传送。因此，在位移面2中与两个波导管接触的部分的横宽(Wa-S)需要大于λ/2。由此，关于偏移量S导出以下的算式。

[算式6]

S＜W_a-λ/2

另外，在无法用两段实现反射匹配的情况下，n＞3的结构是有用的。但是，匹配的原理与两段结构相同。由此，以下对使用了两段水平位移波导管的天线的反射匹配进行叙述。

图3的(c)示出缝隙天线。缝隙天线具有：水平位移波导管102；以及贯通局部矩形波导管12的Z方向的壁面的孔，即矩形的缝隙3。另外，只要为至少能够传递阻断波长的电波的形状，缝隙3也可以不必为矩形。

图3的(a)示出喇叭天线。喇叭天线具有：水平位移波导管102；以及与水平位移波导管102连接的矩形喇叭4。水平位移波导管102具有贯通局部矩形波导管12的Z方向的壁面的孔，即矩形的缝隙3。缝隙3呈具有沿X方向延伸的长边的矩形的形状。并且，缝隙3朝向矩形喇叭4的基部开口，矩形喇叭4的长边和缝隙3的长边沿相同的方向延伸。局部矩形波导管10、11、12沿X方向位移并连接。以该结构为一个单位，未图示的其他多个喇叭天线在Y方向上排列。另外，只要为至少能够传递阻断波长的电波的形状，缝隙3便可以不必为矩形。

图3的(b)为省略了矩形喇叭的俯视图，一并示出在Y方向上相邻的两个缝隙以及三个局部矩形波导管。局部矩形波导管10与相邻的局部矩形波导管11连接。这相当于图1的(a)中的局部矩形波导管11、10的组合。局部矩形波导管11进一步与局部矩形波导管12连接。另外，在局部矩形波导管10也设置有缝隙3。将局部矩形波导管11的轴向长度设为L，将从局部矩形波导管11的中点C至缝隙3的中点的轴向长度设为D。另外，在此称为轴向长度的用语以与称为Y方向的长度的用语相同的含义使用。

并且，矩形喇叭4具有平面部40，该平面部40从缝隙3的短边至矩形喇叭4的基部朝向离开矩形喇叭4的轴线的方向扩展。即，喇叭天线具有平面部40。在该例子中，平面部40相对于矩形喇叭4的轴线垂直。平面部40产生高次模即TE30模的电场。通过TE30模的电场与基本模即TE10模的电场叠加，能够对规定的方位增加天线的增益。

在图4中用箭头示意地示出电波中的前进波以及反射波。从局部矩形波导管10侧输入的电波经过局部矩形波导管11被向局部矩形波导管12传送，电力的一部分在缝隙3中结合并分支，被从矩形喇叭4发射。剩余的电力被导入下一个矩形喇叭，相同地反复进行，电波被从天线的所有矩形喇叭发射。此时，产生从位移面21、22反射的反射波Γ₁、Γ₂以及从矩形喇叭/缝隙反射的反射波Γ_h。在该系统中，通过将基于水平位移波导管产生的反射波用作抵消波来获得匹配。

以下，通过算式导出匹配设计的例子。图7示出辐射器(缝隙以及矩形喇叭)的响应特性的计算例。关于喇叭隔着缝隙与呈直线状延伸的局部矩形波导管的长边面结合的情况，图7的(a)的点划线70为辐射振幅比(辐射电场相对于输入电场的大小之比)，实线71为反射振幅比。局部矩形波导管的长边尺寸Wa相同，表示根据短边尺寸Wb产生的变化。横轴用Wb/λ标准化。在该例子中，在Wb/λ为大致0.2以下的范围内，短边尺寸越小，辐射振幅比越大。图7的(b)示出相对于输入波的相位变化。实线72为反射波的相位转变，虚线73为通过波的相位转变。与图6的(b)的实线52相比，水平位移波导管的反射波具有约90°的相位转变，但是尤其在Wb/λ为0.2以下时，通过辐射器产生的反射波与输入波大致同相。因此，作为近似情况，相位的转变设为ψ_s＝π/2，ψ_h＝0。将通过水平位移波导管产生的反射波的合成设为Γ_w，根据算式4将Γ₀取代为Γ_w而获得。另外，在通过两段水平位移波导管单独进行匹配的情况下，虽然S1＝S2为必要条件，但是在用作匹配元件的情况下，并无其限制。但是，在此为了简化式，示出S1＝S2的情况。基于此的Γ_w能够如下标记。

[算式7]

从辐射器反射的反射波用以下的算式表示。

[算式8]

Γ_h＝γ_h·exp(jρ_h)＝γ_h·exp(-2j·kg·D)

首先，关于Γ_w和Γ_h的等振幅条件，Γ_w的大小能够根据L变化，使用以下的算式选定L。

[算式9]

2γ_s·cos(kg·L)＝±γ_h

另外，在此，γh为辐射器中的反射振幅比。

就左边而言，在L＜λg/4的情况下为正值，在λg/4＜L＜λg/2的情况下为负值。

为了在从辐射器反射的反射波中获得匹配，在L＜λg/4的情况下，需要满足以下的算式。

[算式10]

在此，m为奇数。

用以下的算式表示水平位移波导管能够容纳在辐射器的上下方向间隔λg内的条件。

D＝λg/8，或者5λg/8

并且，在λg/4＜L＜λg/2的情况下，以下的算式同样成立。

[算式11]

在该情况下，D＝3λg/8。

在图8中示出从Z方向看向局部矩形波导管时的平面配置的例子。

多个局部矩形波导管(10、11、12、11’、12’……)在Y方向上排列，水平位移波导管104整体形成朝向-X方向扩展的V字型。只要局部矩形波导管为至少三个，便能够构成该形状。

以上，对通过使用两段水平位移波导管使反射匹配有效的情况进行了叙述，但是上述内容为规定条件下的近似分析。作为通常的设计方法，使用三维模拟装置等的直接分析较适合。由此，还无需个别分析各个反射振幅比或相位转变等，能够包含全部多重反射的影响等而获得准确的设计尺寸。并且，还能够选择如不仅改变横向的偏移而且也改变局部矩形波导管的短边Wb的尺寸(槽的尺寸)的结构。

例如，在前进波阵列天线中，由于电波每经过一次辐射元件，供电路内的电力就会减少，因此通常设计成随着从供电端侧朝向终端前进而依次增大辐射振幅比。为此，还能有改变缝隙或喇叭的尺寸的方法，但是由于辐射指向特性逐一不同，因此设计变得烦杂。对此，有用的方式是改变局部矩形波导管的短边尺寸。如图7的(a)的点划线70所示，在该例子中，在Wb/λ为0.2以下时，短边尺寸越小，辐射振幅比越增大，因此能够通过在该范围内依次缩窄短边尺寸来进行调节。作为结构，除了如图5的(a)所示那样向水平位移波导管103施加横向的偏移外，还可以考虑使短边Wb的尺寸不同。虽然由于因短边Wb的尺寸的不连续而形成的反射分量也增加，因此通常情况下反射振幅比增大，但是能够完全同等地应用上述的匹配实现原理。并且，在算式9中，若2γ_s＜γ_h，则还有可能无法获得等振幅的条件，但是还可以考虑如图5的(b)那样例如改变局部矩形波导管11的短边Wb的尺寸来增大γ_s的方法。

图9示出本发明的水平位移波导管的变形例。图9的(a)为水平位移波导管105的局部立体图，图9的(b)为从X方向观察水平位移波导管105的图。图9的(c)为从Z方向观察水平位移波导管105的图。若将局部矩形波导管10以及11的短边尺寸设为Wb0，将局部矩形波导管12以及13的短边尺寸设为Wb1，将局部矩形波导管14以及15的短边尺寸设为Wb2，则Wb0＞Wb1＞Wb2。如图9的(a)以及图9的(b)所示，以局部矩形波导管的短边尺寸随着从供电端侧朝向终端前进而变小的方式变化，呈台阶状配置局部矩形波导管。

局部矩形波导管在-Y方向上进一步与10”、11”、12”、13”、14”、15”连接。在局部矩形波导管10与局部矩形波导管10”之间配置有供电用孔6。如图9的(c)那样，整体形成朝向-X方向扩展的V字型。在局部矩形波导管10”以及11”的短边尺寸为Wb0，局部矩形波导管12”以及13”的短边尺寸为Wb1，局部矩形波导管14”以及15”的短边尺寸为Wb2时，Wb0＞Wb1＞Wb2。局部矩形波导管10”、11”、12”、13”、14”、15”也以局部矩形波导管的短边尺寸随着从供电端侧朝向终端前进而变小的方式变化。

图10为使用了水平位移波导管105的天线装置200。图10的(a)为从Z方向观察天线装置200的图。天线装置200具有发送电波的发送部8和接收电波的接收部7。发送部8由一个发送天线阵列80构成，发送天线阵列80将图9的(c)的水平位移波导管105用作波导管，具有十四个发送用喇叭。在此，水平位移波导管105由于配置在发送用喇叭的背面，因此在图10中未图示。发送天线阵列80整体形成朝向-X方向扩展的V字型。

另外，在十四个发送用喇叭中，除了Y方向的两端的发送用喇叭801以外的十二个发送用喇叭802在Y方向上等间隔地配置。Y方向的两端的发送用喇叭801与相邻的发送用喇叭802在Y方向上的间距B1比内侧的十二个发送用喇叭之间的配置间隔B2小。并且，两端的发送用喇叭801的Y方向的大小C1比内侧的十二个发送用喇叭802的Y方向的大小C2小。

图10的(b)为从-Y方向观察天线装置200的图。图10的(c)为沿图10的(a)中的符号A-A的剖视图。在图10的(b)以及图10的(c)中，省略波导管的记载。构成发送天线阵列80的每个发送喇叭802在X方向上的宽度比每个接收用喇叭71在X方向上的宽度大。因此，由图10的(b)、图10的(c)也可知，发送天线阵列80的Z方向的高度尺寸比接收部7的Z方向的高度尺寸大。并且，各发送用喇叭以及各接收用喇叭在其基部具有平面部40。

接收部7配置于发送天线阵列80所构成的V字型的V字扩展的一侧。接收部7为由五个接收天线子阵列70a、70b、70c、70d、70e构成的天线阵列。每个接收天线子阵列具有局部矩形波导管以及十四个接收用喇叭71。局部矩形波导管由于配置于接收用喇叭71的背侧，因此不图示。接收天线子阵列分别朝向Y方向延伸，接收用喇叭71也在Y方向上等间隔地配置。并且，五个接收天线子阵列也在X方向上等间隔地配置。五个接收天线子阵列配置在至少三种不同的Y方向位置。更具体而言，在五个接收天线子阵列中，在以中央的接收天线子阵列70c为基准时，与接收天线子阵列70c相邻的接收天线子阵列70b以及接收天线子阵列70d配置于朝向-Y方向移动了3.15mm的位置。并且，相对于接收天线子阵列70b以及接收天线子阵列70d位于接收部7的X方向的外侧的接收天线子阵列70a以及接收天线子阵列70e配置于相对于中央的接收天线子阵列70c朝向-Y方向移动了1.35mm的位置。

另外，在五个接收天线子阵列70a、70b、70c、70d、70e各自所具有的十四个接收用喇叭中，除了Y方向的两端的接收用喇叭701以外的十二个接收用喇叭702在Y方向上等间隔地配置。Y方向的两端的接收用喇叭701与相邻的接收用喇叭702在Y方向上的间距D1比内侧的十二个接收用喇叭之间的配置间隔D2小。并且，两端的接收用喇叭701的Y方向的大小E1比内侧的十二个接收用喇叭702的Y方向的大小E2小。

图11为使用了水平位移波导管105的天线装置的变形例。天线装置201与天线装置200的不同点在于，接收部7配置于发送天线阵列80所构成的V字型的V字变窄的一侧。其他尺寸关系与天线装置200相同。