一种宽带宽角度全向圆极化天线的制作方法

本发明涉及全向圆极化天线，具体是一种宽带宽角度全向圆极化天线。

背景技术：

随着无线通信技术的发展，单纯的线极化天线已很难满足社会的需求，而全向圆极化天线具有抗多径衰落、抗干扰能力强等特点，可以广泛应用于遥感遥测、雷达、电子干扰等多个领域。此外，由于全向圆极化天线的全向辐射特性和圆极化性能，使其可以应用到高速运动或旋转的通信设备上。可见，全向圆极化天线具有广阔的应用前景。

目前，无线通信系统中采用的全向圆极化天线有两种：第一种是将多个定向圆极化天线或全向线极化天线组合在一起，此类天线体积较大、设计复杂。第二种是平面结构的全向圆极化天线，此类天线虽然结构简单、电尺寸较小，但是阻抗带宽和轴比带宽较窄。因此，近年来，众多学者提出了多种展宽天线带宽的方法。比如，在高介电常数的介质顶端引入阿尔福特环(W. W. Li etc, “Omnidirectional circularly polarized dielectric resonator antenna with top-loaded alford loop for pattern diversity design,” IEEE Trans. Antennas Propag., 61 (2013),4246-4256.)；在贴片边缘引入耦合枝节(W. Lin etc, “Circularly polarized conical-beam antenna with wide bandwidth and low profile,” IEEE Trans. Antennas Propag., 62 (2014), 5974-5982.)；在接地板和贴片上同时蚀刻缝隙并加载短路过孔(Y. Z. Shi etc, “Wideband and low-profile omnidirectional circularly polarized antenna with slits and shorting-vias,” IEEE Antennas Wireless Propag. Lett., 15 (2016), 686-689.)等。尽管如此，目前技术实现的天线只能在某一方位角平面上（如x-y面或是θ=30°面）实现全向圆极化。

鉴于此，有必要提出一种可以在多方位角平面上实现全向圆极化的宽带天线，以满足无线通信的发展需求。

技术实现要素：

本发明为了解决现有全向圆极化天线无法在多方位角平面上实现全向圆极化的问题，提供了一种宽带宽角度全向圆极化天线。

本发明是采用如下技术方案实现的：

一种宽带宽角度全向圆极化天线，包括圆形辐射贴片、介质基板、圆形接地板；

其中，圆形辐射贴片和圆形接地板分别贴装于介质基板的上表面和下表面；圆形辐射贴片的轴线、介质基板的轴线、圆形接地板的轴线相重合；

圆形辐射贴片的边缘延伸设置有M个上层弯曲枝节；每个上层弯曲枝节均由一条沿径向延伸的条状微带线和一条沿周向顺时针延伸的圆弧状短截线组成；各个上层弯曲枝节均贴装于介质基板的上表面，且各个上层弯曲枝节沿周向等距排列；

圆形接地板的边缘延伸设置有M个下层弯曲枝节；每个下层弯曲枝节均由一条沿径向延伸的条状微带线和一条沿周向逆时针延伸的圆弧状短截线组成；各个下层弯曲枝节均贴装于介质基板的下表面，且各个下层弯曲枝节沿周向等距排列；

各个上层弯曲枝节的条状微带线和各个下层弯曲枝节的条状微带线之间以夹角α错开；

圆形辐射贴片和圆形接地板之间贯通开设有N个短路过孔，且各个短路过孔沿周向等距排列；

圆形辐射贴片的中央和圆形接地板的中央之间贯通设置有同轴馈电点；

M、N均为正整数。

工作时，由N个短路过孔连接的圆形辐射贴片和圆形接地板产生垂直极化波，与圆形辐射贴片和圆形接地板相连的弯曲枝节产生水平极化波，二者幅度相同，且相位相差90°，因而激励起圆极化波；同时M个上层弯曲枝节沿周向顺时针延伸，因此形成的是右旋圆极化（RHCP）。与现有全向圆极化天线相比，本发明所述的一种宽带宽角度全向圆极化天线通过在圆形辐射贴片边缘和圆形接地板边缘分别引入弯曲枝节（上层弯曲枝节和下层弯曲枝节），并将上层弯曲枝节和下层弯曲枝节错开一定的角度α，改善了天线的轴比带宽（3-dB轴比带宽为1.95 - 2.75 GHz，相对带宽达到34.1 %），并在多方位角平面上实现了全向圆极化，提高了天线的增益，从而满足了无线通信的发展需求。

本发明结构合理、设计巧妙，有效解决了现有全向圆极化天线无法在多方位角平面上实现全向圆极化的问题，适用于无线通信。

附图说明

图1是本发明的立体结构示意图。

图2是本发明中圆形辐射贴片和上层弯曲枝节的平面结构示意图。

图3是本发明中圆形接地板和下层弯曲枝节的平面结构示意图。

图4是本发明的S₁₁示意图。

图5是本发明在θ=70°、φ=0°时的轴比示意图。

图6是本发明在夹角α为0°且φ=0°时不同方位角的轴比示意图。

图7是本发明在夹角α为30°且φ=0°时不同方位角的轴比示意图。

图8是本发明在夹角α为0°且频率为2.4GHz时不同方位角平面上的轴比示意图。

图9是本发明在夹角α为30°且频率为2.4GHz时不同方位角平面上的轴比示意图。

图10是本发明在夹角α为0°且φ=0°时不同方位角的增益示意图。

图11是本发明在夹角α为30°且φ=0°时不同方位角的增益示意图。

图12是频率为2.4GHz时本发明在φ=0°面的辐射方向示意图。

图13是频率为2.4GHz时本发明在θ=50°面的辐射方向示意图。

图14是频率为2.4GHz时本发明在θ=70°面的辐射方向示意图。

图15是频率为2.4GHz时本发明在θ=90°面的辐射方向示意图。

图1-图3中：1-圆形辐射贴片，2-介质基板，3-圆形接地板，4-上层弯曲枝节，5-下层弯曲枝节，6-短路过孔，7-同轴馈电点。

具体实施方式

一种宽带宽角度全向圆极化天线，包括圆形辐射贴片1、介质基板2、圆形接地板3；

其中，圆形辐射贴片1和圆形接地板3分别贴装于介质基板2的上表面和下表面；圆形辐射贴片1的轴线、介质基板2的轴线、圆形接地板3的轴线相重合；

圆形辐射贴片1的边缘延伸设置有M个上层弯曲枝节4；每个上层弯曲枝节4均由一条沿径向延伸的条状微带线和一条沿周向顺时针延伸的圆弧状短截线组成；各个上层弯曲枝节4均贴装于介质基板2的上表面，且各个上层弯曲枝节4沿周向等距排列；

圆形接地板3的边缘延伸设置有M个下层弯曲枝节5；每个下层弯曲枝节5均由一条沿径向延伸的条状微带线和一条沿周向逆时针延伸的圆弧状短截线组成；各个下层弯曲枝节5均贴装于介质基板2的下表面，且各个下层弯曲枝节5沿周向等距排列；

各个上层弯曲枝节4的条状微带线和各个下层弯曲枝节5的条状微带线之间以夹角α错开；

圆形辐射贴片1和圆形接地板3之间贯通开设有N个短路过孔6，且各个短路过孔6沿周向等距排列；

圆形辐射贴片1的中央和圆形接地板3的中央之间贯通设置有同轴馈电点7；

M、N均为正整数。

具体实施时，上层弯曲枝节4的数目和下层弯曲枝节5的数目均为六个；夹角α的度数为30°；短路过孔6的数目为十六个。

如图4所示，曲线1表示仅引入上层弯曲枝节时天线的S₁₁，曲线2表示同时引入上层弯曲枝节和下层弯曲枝节后天线的S₁₁。通过图4可以看出：仅引入上层弯曲枝节时，天线有两个相邻的谐振频率2.28GHz和2.5GHz，分别是由N个短路过孔和圆形辐射贴片所激励。因此，可以得到较宽的阻抗带宽 (|S₁₁| < -10 dB)为2.2 - 2.59 GHz，相对带宽为16.3 %。同时引入上层弯曲枝节和下层弯曲枝节后，天线的-10-dB阻抗带宽右移，为2.27 - 2.7 GHz。

如图5所示，曲线1表示仅引入上层弯曲枝节时天线在θ=70°、φ=0°的轴比，曲线2表示同时引入上层弯曲枝节和下层弯曲枝节后天线在θ=70°、φ=0°的轴比。通过图5可以看出：仅引入上层弯曲枝节时，天线仅在3个较窄的频带(1.73 GHz - 1.83 GHz, 2.18 GHz - 2.4 GHz，3.77 GHz - 4 GHz)满足轴比小于3dB。同时引入上层弯曲枝节和下层弯曲枝节后，天线的圆极化特性得到改善，3-dB轴比带宽为2.05 - 3.35 GHz，相对带宽为48.1 %，被大大展宽。

如图6所示，曲线1、2、3、4、5分别表示各个上层弯曲枝节的条状微带线和各个下层弯曲枝节的条状微带线之间的夹角α为0°且φ=0°时，天线在θ=50°、60°、70°、80°、90°的轴比。通过图6可以看出：夹角α为0°时，天线仅在θ=70°、80°的角度上实现较宽的3-dB轴比带宽，为2.05 – 3.35 GHz。当θ在50°和60°之间变化时，整个通带内的轴比已经大于3dB。

如图7所示，曲线1、2、3、4、5分别表示各个上层弯曲枝节的条状微带线和各个下层弯曲枝节的条状微带线之间的夹角α为30°且φ=0°时，天线在θ=50°、60°、70°、80°、90°的轴比。通过图7可以看出：夹角α为30°时，天线在50° - 90°范围内所有方位角上都实现了较宽的轴比带宽。其中，θ=70°时的3-dB轴比带宽最宽，为1.87 - 3.82 GHz。另外，由于天线的对称性，在θ=100° - 130°面上，可以得到相似的结果，同样实现全向圆极化，这里没有一一列举。

如图8所示，曲线1、2、3、4、5分别表示各个上层弯曲枝节的条状微带线和各个下层弯曲枝节的条状微带线之间的夹角α为0°且频率为2.4GHz时，天线在θ=50°、60°、70°、80°、90°方位面上的轴比。通过图8可以看出：夹角α为0°时，只有θ=80°，90°(x-y面)平面上可以实现全向圆极化，该平面所有角度上的轴比均小于3 dB。

如图9所示，曲线1、2、3、4、5分别表示各个上层弯曲枝节的条状微带线和各个下层弯曲枝节的条状微带线之间的夹角α为30°且频率为2.4GHz时，天线在θ=50°、60°、70°、80°、90°方位面上的轴比。通过图9可以看出：夹角α为30°时，扩大了可以实现全向圆极化的方位角，天线在θ =50° - 90°范围内的所有方位面上，每一点的轴比均小于3 dB。平均轴比最小的平面为θ =70°面，轴比平均值为0.5 dB，平均轴比最大的平面为θ =50°面，轴比平均值为2.2 dB。

如图10所示，曲线1、2、3、4、5分别表示各个上层弯曲枝节的条状微带线和各个下层弯曲枝节的条状微带线之间的夹角α为0°且φ=0°时，天线在θ=50°、60°、70°、80°、90°的增益。通过图10可以看出：夹角α为0°时，天线在2.14 - 2.58 GHz的-10-dB阻抗带宽范围内增益都较低，在-6.4 - -0.9 dBic范围内变化。

如图11所示，曲线1、2、3、4、5分别表示各个上层弯曲枝节的条状微带线和各个下层弯曲枝节的条状微带线之间的夹角α为30°且φ=0°时，天线在θ=50°、60°、70°、80°、90°的增益。通过图11可以看出：夹角α为30°时，天线增益得到改善，在通带范围内所有方位面上都可以获得0 dBic左右相对稳定的增益。其中，最大增益在2.2 GHz处，θ=90°面上，为0.6 dBic；最小增益在2.58 GHz处，θ=50°面上，为-0.6 dBic。

如图12所示，曲线1、2分别表示频率为2.4GHz时天线在φ=0°面的右旋圆极化、左旋圆极化。通过图12可以看出：在φ=0°面，50°＜ θ ＜ 130°角度上的主极化(右旋圆极化)辐射强度几乎相同，半功率波束宽度为100°。

如图13所示，曲线1、2分别表示频率为2.4GHz时天线在θ=50°方位面的右旋圆极化、左旋圆极化。通过图13可以看出：在θ=50°方位面，天线具有全向的辐射，且交叉极化(左旋圆极化)较小。

如图14所示，曲线1、2分别表示频率为2.4GHz时天线在θ=70°方位面的右旋圆极化、左旋圆极化。通过图14可以看出：在θ=70°方位面，天线具有全向的辐射，且交叉极化(左旋圆极化)较小。

如图15所示，曲线1、2分别表示频率为2.4GHz时天线在θ=90°方位面的右旋圆极化、左旋圆极化。通过图15可以看出：在θ=90°方位面，天线具有全向的辐射，且交叉极化(左旋圆极化)较小。另外，天线在50° ＜ θ ＜ 130°范围内的其他角度方位面上同样可以获得全向的辐射，这里没有一一列举。