双频高增益介质谐振阵列天线的制作方法

文档序号:17956078发布日期:2019-06-19 00:28
双频高增益介质谐振阵列天线的制作方法

本发明涉及一种移动通信基站天线设备与技术,特别是涉及一种双频段高增益介质谐振阵列天线及其技术。



背景技术:

基站天线是移动通信系统的用户终端与系统网络的空中接口,它对整个通信系统性能的影响更是关键性和决定性的。在长期的技术演进中,基站天线形成了目前以压铸振子为基本辐射单元、选择同轴电缆或印制导线构建馈电网络、采用拉杆式移相器实现电调下倾的主流技术方案。在2G/3G/4G频段(698-960/1710-2700MHz),振子尺寸通常在30mm-150mm量级,压铸工艺能够满足其精度要求。然而,未来的5G时代,频率将提高至3.5G、4-6GHz,20-30GHz甚至更高时,振子尺寸缩减至10mm量级以下,压铸工艺将无法满足加工的精度要求。另外,振子尺寸减小的同时,馈电电缆也必须足够细。这将给焊接、装配和调试等带来极大困难。再者,即使在低频段,由于压铸振子和腔体移相器均是立体结构,宜采用同轴线进行馈电。另一方面,同轴电缆具有功率容量大、损耗小、互调低和走线自由方便的优点,这使得它成为基站天线馈电网络设计的首选。然而,同轴线占用空间大、重量重、成本较高、排布较凌乱,使得整副天线重量和尺寸都较大。最后,考虑到天线的结构强度,必须将振子固定于背置的金属反射板上。这样以来,天线的重量和尺寸将进一步增加。由此可见,基本辐射单元不仅影响基站天线的带宽、方向图、交叉极化等性能参数,甚至决定了基站天线的技术发展形态。可以预见,未来基站天线将是包括功分网络和移相器的一体化集成系统,以实现结构紧凑、低损耗、高效率、低成本、焊点少、易装配、适合批产等设计目标。



技术实现要素:

本发明旨在为2G/3G/4G/5G移动通信设计一种结构紧凑、重量轻、损耗低、效率高、成本低、焊点少、易装配、适合批产的高增益介质谐振阵列天线,并为其他宽频带、多频段、低增益介质谐振单元或阵列天线的设计和改进提供有效或有益的参考方法。

介质谐振天线(Dielectric Resonant Antennas,DRAs)是一种新型辐射单元,选用高介电常数、低损耗的的介质材料(通常εr=8~30,tanδ<0.002),如陶瓷材料、TP介质块作为辐射体,采用金属探针或缝隙耦合馈电,在介质体内部激励起主模HEM11场辐射。该模式场具有类似于平行金属板放置的半波振子那样的侧射或边射方向图,波束宽度也较宽,另外,介质谐振天线也是线极化,能够较容易地设计成±45°双线极化。再者,由于没有欧姆损耗,介质谐振天线的效率较金属振子要高,在毫米波频段尤其明显。综上所述,介质谐振天线具有尺寸小、损耗低、效率高、带宽宽等优势,其作为基站天线新型辐射单元潜力的研究值得尝试。

为实现本发明目的,提供以下技术方案:

本发明提供一种双频高增益介质谐振阵列天线,其包括基板、两路微带馈电网络、N个介质谐振单元组成的介质谐振单元阵列,其中N≥1,该微带馈电网络设置在基板上,该N个介质谐振单元共轴或共线排列在基板上,该介质谐振单元的馈电点分别与两路微带馈电网络的输出端耦合,在介质谐振单元两侧面分别设有第一馈电槽,在介质谐振单元底面设有第二馈电槽,在两路微带馈电网络、靠近介质立方体的输出端,分别设置一组耦合孔径和耦合探针,该耦合探针与第一馈电槽耦合功率,该耦合孔径开在基板上,与第二馈电槽耦合。

优选的,该N个介质谐振单元包括有至少两个介质谐振单元。较佳的实施例中,该N个介质谐振单元具体为五个介质谐振单元。

优选的,该N个介质谐振单元朝向与阵列轴线呈+45°或-45°角,该微带馈电网络包括两路分别采用多级功分的馈电网络,一路实现+45°极化辐射,另一路则激励-45°极化辐射,两路走线总体顺阵列方向,局部还有垂直走线及+/-45°斜向走线。该耦合孔径与-45°极化馈电网络的微带线正交,该耦合探针则紧靠第一馈电槽竖直放置。

优选的,该介质谐振单元包括三个上下叠放、中心重合的介质立方体,分别为上立方体、中立方体、下立方体,该第一馈电槽竖直朝上对称地设置在下立方体两侧面中间位置,该第二馈电槽设置在下立方体底面。

优选的,该第一馈电槽与第二馈电槽为矩形馈电槽。

优选的,两路微带馈电网络的一路为口径耦合馈电,另一路为探针耦合馈电,前者通过基板平面上的耦合孔径耦合能量至该介质谐振单元,后者则通过耦合探针与该介质谐振单元侧面的第一馈电槽耦合功率。优选的,馈入耦合探针的那一路微带馈电网络,其末级为等幅反相的一分二功分器。

优选的,该上中下三个立方体中,下立方体高度最高,中立方体边长最大,上立方体尺寸最小,该第一馈电槽的槽宽上大下小,深度则上下相等。优选的,该N个介质谐振单元之间的间距为ds=(0.50~0.75)×λL,该介质谐振单元所采用材料的介电常数为εr1=8~30、损耗角正切tanδ1。

优选的,该耦合馈电的耦合孔径形状为窄矩形,长度两端朝内凹陷,微带线正交横穿孔径后末端开路,该耦合馈电的耦合探针呈圆柱体,直径上粗下细,底端与+45°极化馈电网络输出端连接。

优选的,该微带馈电网络各级功分的两输出支路间加设隔离电阻。优选的,该隔离电阻采用100Ω电阻。优选的,该微带馈电网络的干路上的每级功分的两输出支路线宽不等宽,以实现阵列副相加权。

优选的,在基板上位于该介质谐振单元左右两侧的位置,分别对称设置一组相互平行、竖直放置的边缘扼流条,构成扼流装置以抑制边缘绕射。

优选的,该两组边缘扼流条镜像对称放置,每组边缘扼流条有三个金属片,它们平行于阵列轴线、直立于基板地上,每组金属片中的两侧金属片对称设置,顶部朝内下弯,下弯部分短于直立部分,中间金属片则呈倒U形,其内外部分等高。

优选的,在基板后侧设置反射板,该反射板包括金属地板,以及其四周竖直加装的围边。优选的,该金属地板距基板后侧(0.04~0.06)×λL,四周竖直围边高度为(0.08~0.15)×λL。

优选的,在金属地板和介质基板间,竖直放置两组平行于阵列轴线且对称排布在介质谐振单元阵列两侧的背部隔离片。优选的,每组背部隔离片包括两个金属片,该背部隔离片下端紧贴地板,上端与介质基板留有距离,以提高+/-45°极化端口的隔离度。

优选的,在微带馈电网络两个输入端分别连接同轴电缆或射频接头,该同轴电缆的内外导体分别连接微带线及金属地板。优选的,该同轴电缆采用50Ω同轴电缆。

优选的,该基板上设置有五个共轴或共线排列的所述介质谐振单元。

本发明的双频高增益介质谐振阵列天线,其设计方法包括以下步骤:

步骤一,建立直角坐标系;步骤二,构造介质谐振单元;步骤三,介质立方体表面切馈电槽;步骤四,介质谐振单元组阵;步骤五,设计微带馈电网络;步骤六,设置耦合馈电部分;步骤七,设置边缘扼流条;步骤九,设置背部隔离片;步骤十,连接同轴线或接头。

对比现有技术,本发明具有以下优点:

本发明设计了一种介质谐振阵列天线,先设计出双频介质谐振单元,然后将五个该介质谐振单元共轴或共线排列,并设计一个+45°双路微带馈电网络,一路采用口径耦合馈电,另一路则选用探针耦合馈电;为抑制边缘绕射,在介质立方体两侧、基板地的边缘位置,沿阵列方向设置一组相互平行的竖直金属片;并在基板后侧放置一块四周加围边的金属地板以改善前后比;在基板和金属地板间设置背部隔离片,以提高+/-45°极化的端口隔离度。最后,在馈电网络输入端连接50Ω同轴电缆或射频接头。通过优化介质单元的形状、尺寸及材料属性,设置合理的阵元间距,选用合适的基板材料,优化馈电网络设计,以及调整口径/探针耦合部分的位置和尺寸,本发明采用口径耦合和金属探针馈电方式,馈电探针和介质耦合槽采用两节不等宽设计,实现了双极化、双频段工作(1.88-1.92GHz/2.496-2.69GHz;|S11|<-10dB),隔离度大于21dB;低频和高频增益为13-15dBi、16-17dBi;水平波束宽度为51°~78°,竖直面波宽为11°~13°;前后比大于20dB,轴向交叉极化比XPD优于10.5dB,旁瓣电平SLL小于-14dB,效率74%-89%;尺寸较小,长宽高分别为:3.288×λL、1.632×λL和0.318×λL(λL-最低工作频率)。本发明介质谐振阵列天线综合性能较现有技术常规振子更优胜,并且重量却大大减轻,焊点大大减少,装配更方便。

另外,该发明的馈电网络可采用成熟的印刷电路工艺制作,成本低廉,可靠性高,易于批量生产,是适合基站天线设计的较佳方案。通过优化介质单元的形状、尺寸及材料属性,设置合理的阵元间距,选用合适的基板材料,优化馈电网络设计,调整口径/探针耦合部分的位置和尺寸,在介质立方体两侧、基板地的边缘位置,沿阵列方向设置一组相互平行的竖直金属片,有效抑制边缘绕射;并在基板后侧放置一块四周加围边的金属地板以改善前后比;在基板和金属地板间设置背部隔离片,提高了+/-45°极化的端口隔离度。另外,该方法还具有思路新颖、原理清晰、方法普适、简单易行等特点,对于其他宽频带、多频段或低增益的介质谐振单元天线或阵列天线的设计和改进也是适用和有效的。

【附图说明】

图1为天线模型所采用的直角坐标系定义的示意图;

图2为本发明中介质谐振单元的几何模型正视图;

图3为本发明中介质谐振单元的左视图;

图4为本发明中介质谐振单元的俯视图;

图5为本发明中介质谐振单元的立体图;

图6为本发明双频高增益介质谐振单元的介质立方体阵列俯视图;

图7为本发明双频高增益介质谐振单元的介质立方体阵列左视图;

图8为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的微带馈电网络的全网络俯视图;

图9为微带馈电网络中+45°极化网络局部细节图;

图10为微带馈电网络中-45°极化网络局部图;

图11为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的馈电网络与介质单元的组合俯视图;

图12本发明双频高增益介质谐振阵列天线的馈电网络与介质单元的组合侧视图;

图13为本发明双频高增益介质谐振阵列天线加载边缘扼流片和背部隔离片的局部馈电部分图;

图14为本发明双频高增益介质谐振阵列天线加载边缘扼流片和背部隔离片的整体正视图;

图15为本发明双频高增益介质谐振阵列天线加载边缘扼流片和背部隔离片的整体俯视图;

图16为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的输入阻抗Zin频率特性曲线;

图17为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的S参数曲线;

图18为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的驻波VSWR曲线;

图19~21分别为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的-45°极化低频fL=1.80GHz、fC=1.86GHz和fH=1.92GHz的归一化增益方向图;

图22~24分别为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的-45°极化高频fL=2.49GHz、fC=2.59GHz和fH=2.69GHz的归一化增益方向图;

图25~27为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的+45°极化高频fL=2.49GHz、fC=2.59GHz和fH=2.69GHz的归一化增益方向图;

图28为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的实增益GR随频率f变化曲线;

图29为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的前后比FTBR与频率f的关系曲线;

图30为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的的E面半功率波束宽度HBPW随频率f变化曲线;

图31为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的的H面半功率波束宽度HBPW随频率f变化曲线;

图32为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的效率ηA随频率f变化曲线;

本文附图是用来对本发明的进一步阐述和理解,并且构成说明书的一部分,与本发明的具体实施例一起用于解释本发明,但并不构成对本发明的限制或限定。

【具体实施方式】

下面结合附图给出本发明的较佳实施例,以详细说明本发明的技术方案。需要说明的是,这里所描述的优选实施例仅用于说明和解释本发明,并不用于限制或限定本发明。

请参阅图1~15,本发明双频高增益介质谐振阵列天线的设计方法包括以下步骤:

步骤一,建立空间直角坐标系,见图1;

步骤二,构造介质谐振单元:在XOY平面,构造三个上下叠放、中心重合的的介质立方体,分别为图见图2~5中的上立方体13、中立方体12、下立方体11,具体地,先以坐标原点O为中心画出一个边长为L1的正方形,然后朝+Z轴方向拉伸成高度为H1的下立方体11,随后,在下立方体11的顶部,画出同心的中立方体12,其边长和高度分别为L2和H2,最后,在中立方体12的顶部再画一同心的上立方体13,边长和高度分别为L3和H3,三个立方体的尺寸关系是:L2>L3>L1、H1>H3>H2;

步骤三,介质立方体表面切馈电槽:在介质立方体两侧面的中间位置对称地开一对第一馈电槽15、16,具体是在下立方体11的左右两面的中间位置竖直朝上对称地开一对矩形槽,它由上下两个小矩形槽组成,下矩形槽15宽度较窄,上矩形槽16宽度较宽,深度则上下两部分相等,在下立方体11底面开第二馈电槽14,随后,将三个立方体介质块合并为一个边长和高度分别为:L0=Max(L1,L2,L3)=L2和H0=(H1+H2+H3)的介质整块,再绕Z轴旋转+45°或-45°,并将材料属性设置为介电常数εr1、损耗角正切tanδ1,见图2~5;

步骤四,构建介质谐振单元组阵:将介质谐振单元沿+X轴平移复制5次,构成一个间距为ds=(0.50~0.75)×λL的五单元直线阵,各阵元均朝+45°或-45°方向,见图6、7;

步骤五,设计微带馈电网络:在步骤四的介质块阵列底部,放置一块双面覆铜介质基板21,其长宽厚分别为Ld2×Wd2×Td2,介电常数为εr2、损耗角正切为tanδ2,在正反两面分别为蚀刻出金属地和微带馈线;详细地,微带馈电网络分+/-45°两路极化,见图8的微带馈电网络输入端28、29,它们靠近基板长边两侧边缘排布,并顺着X轴方向走线;两路微带馈电网络分别采用三级和四级功分,即总端口输入先分成前后两路,前路馈入+X轴前端的两个介质单元,后路则馈入+X轴后端的三个介质单元,然而,+/-45°极化馈电网络的后级功分则稍有不同。然后,-45°极化馈电网络,其前端的一路分成两路,分别馈入前端的两个介质单元;后端的一路先分成前后两路,前一路馈入阵列中心的介质单元,后一路则再次分成两路,分别馈入阵列最后端的两个介质单元。相比之下,+45°极化馈电网络,其前端那一路分成两路后,每路再分成等幅反相的两路后分别馈入前端两介质单元的+45°方向的两侧面;后端那一路先分成前后两路,前一路分成等幅反相的两路后馈入阵列中心介质单元的+45°方向的两侧面,后一路则再分成两路,每路再分成等幅反相的两路后,馈入阵列最后端的两介质单元的+45°方向的两侧面,见图8的部分26;除末级外,各级功分的两输出支路27间加隔离100Ω隔离电阻24,见图9~10;

步骤六,设置耦合馈电部分:在两路微带馈电网络、靠近介质立方体的输出端,分别设置一组耦合孔径和耦合探针;耦合孔径25开在基板21上,大致呈窄矩形,朝向+45°方向开在基板正面的金属地上,与-45°极化馈电网络末端的微带线正交,见图8~10;耦合探针31、32大致呈圆柱体,直径上粗下细,紧挨着介质立方体的+45°极化方向的两侧面的第一馈电槽15、16放置,底端与+45°极化馈电网络的输出端23连接,见图13;

步骤七,设置边缘扼流条:在介质立方体左右两侧、基板的边缘,分别对称设置一组相互平行、竖直放置的金属片,构成扼流装置以抑制边缘绕射,见图14~15的部分51、52;

步骤八,放置金属反射板:在距基板后侧某处放置一块金属地板41,其四周加装竖直围边42,组合成反射板,见图14~15;

步骤九,设置背部隔离片:在金属地板41和介质基板21间,竖直放置两组平行于阵列轴线的金属片61、62,两个金属片构成一组且对称排布在阵列两侧,以提高+/-45°极化端口的隔离度,见图14~15的部分;

步骤十,连接同轴线或接头:在步骤五的微带馈电网络输入端28、29,连接两个50Ω同轴电缆或射频接头,它们的内外导体分别连接微带线及金属地板21,见图11、12。

具体提供了如图1~15所示的一种双频高增益介质谐振阵列天线实施例,其包括基板21、两路微带馈电网络、五个介质谐振单元组成的介质谐振单元阵列,五个介质谐振单元朝向与阵列轴线呈+45°或-45°角,该微带馈电网络设置在基板21上,该五个介质谐振单元共轴或共线排列在基板上,该介质谐振单元的馈电点分别与两路微带馈电网络的输出端耦合。该五个介质谐振单元之间的间距为ds=(0.50~0.75)×λL,该介质谐振单元所采用材料的介电常数为εr1=8~30、损耗角正切tanδ1。

该介质谐振单元包括三个上下叠放、中心重合的介质立方体,分别为上立方体13、中立方体12、下立方体11,该上中下三个立方体中,下立方体11高度最高,中立方体12边长最大,上立方体13尺寸最小,该第一馈电槽15、16的槽宽上大下小,深度则上下相等。

在介质谐振单元下立方体11两侧面中间竖直朝上对称地设有第一馈电槽15、16,在介质谐振单元下立方体11底面设有第二馈电槽14,该第一馈电槽与第二馈电槽为矩形馈电槽,在两路微带馈电网络、靠近介质立方体的输出端,分别设置一组耦合孔径25和耦合探针31、32,该耦合探针31、32与第一馈电槽15、16耦合功率,该耦合孔径25开在基板21上,与第二馈电槽14耦合。

该耦合馈电的耦合孔径25形状为窄矩形,长度两端朝内凹陷,微带线正交横穿孔径后末端开路,该耦合馈电的耦合探针呈圆柱体,直径上粗下细,底端与+45°极化馈电网络输出端连接。

该微带馈电网络包括两路分别采用多级功分的馈电网络,两路微带馈电网络的一路为口径耦合馈电,实现+45°极化辐射,另一路为探针耦合馈电,激励-45°极化辐射,前者通过基板平面上的耦合孔径耦合能量至该介质谐振单元,后者则通过耦合探针与该介质谐振单元侧面的第一馈电槽耦合功率,两路走线总体顺阵列方向,局部还有垂直走线及+/-45°斜向走线。该耦合孔径25与-45°极化馈电网络的微带线22正交,该耦合探针31、32则紧靠第一馈电槽15、16竖直放置。馈入耦合探针的那一路微带馈电网络,其末级为等幅反相的一分二功分器。

该微带馈电网络各级功分的两输出支路间加设100Ω隔离电阻24。该微带馈电网络的干路上的每级功分的两输出支路27线宽不等宽,以实现阵列副相加权。

在基板21上位于该介质谐振单元左右两侧的位置,分别对称设置一组相互平行、竖直放置的边缘扼流条,构成扼流装置以抑制边缘绕射。该两组边缘扼流条镜像对称放置,每组边缘扼流条有三个金属片51、52,它们平行于阵列轴线、直立于基板地上,每组金属片中的两侧金属片52对称设置,顶部朝内下弯,下弯部分短于直立部分,中间金属片51则呈倒U形,其内外部分等高。

在基板后侧设置反射板,该反射板包括金属地板41,以及其四周竖直加装的围边42,该金属地板41距基板21后侧(0.04~0.06)×λL,四周竖直围边42高度为(0.08~0.15)×λL。

在金属地板41和介质基板21间,竖直放置两组平行于阵列轴线且对称排布在介质谐振单元阵列两侧的背部隔离片61、62,每组背部隔离片包括两个金属片,该背部隔离片下端紧贴地板,上端与介质基板留有距离,以提高+/-45°极化端口的隔离度。

在微带馈电网络两个输入端分别连接50Ω同轴电缆或射频接头,该同轴电缆的内外导体分别连接微带线及金属地板。

通过优化介质单元的形状、尺寸及材料属性,设置合理的阵元间距,选用合适的基板材料,优化馈电网络设计,以及调整口径/探针耦合部分的位置和尺寸,本发明采用口径耦合和金属探针馈电方式,馈电探针和介质耦合槽采用两节不等宽设计,实现了双极化、双频段工作,具体曲线及参数请参阅图16~32。

图16为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的输入阻抗Zin频率特性曲线,其中,横轴(X轴)是频率f,单位为GHz;纵轴(Y轴)是输入阻抗Zin,单位为Ω;实线表示实部Rin,虚线表示虚部Xin;粗线表示-45°端口Zin,细线表示+45°端口Zin;

图17为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的S参数曲线,其中,横轴(X轴)是频率f,单位为GHz;纵轴(Y轴)是S参数的幅度|S11|,单位为dB。其中,实线表示-45°端口|S11|,虚线表示+45°端口|S22|,点线表示端口隔离度|S21|/|S12|。由图知,阵列天线在TDD LTE的高低频段(2.49-2.69GHz,|S11|/|S22|≤-10dB,BW=200MHz;1.80-1.92GHz,|S11|/|S22|≤-8.5dB,BW=120MHz)均具有较好的阻抗匹配,实现了双频段工作;+/-45°极化端口的隔离度|S21|/|S12|,高低频分别小于-21.3dB、-22.3dB;

图18为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的驻波VSWR曲线,其中,横轴(X轴)是频率f,单位为GHz;纵轴(Y轴)是驻波VSWR。其中,实线表示-45°端口,虚线表示+45°端口。由图知,阵列天线在TDD LTE的高低频段(2.49-2.69GHz,VSWR≤2.3,BW=200MHz;1.80-1.92GHz,VSWR≤2.0,BW=120MHz)均具有较好的阻抗匹配,实现了双频段工作。

图19~21分别为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的-45°极化低频fL=1.80GHz、fC=1.86GHz和fH=1.92GHz的归一化增益方向图,其中,粗线表示E面(Phi=0°,XOZ平面),细线表示H面(Phi=90°,YOZ平面);实线表示主极化分量,虚线交叉极化分量。由图知,-45°极化高频段方向图,交叉极化比XPD为-13.67~-16.0dB,旁瓣电平SLL为-14.56~-15.58dB;

图22~24分别为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的-45°极化高频fL=2.49GHz、fC=2.59GHz和fH=2.69GHz的归一化增益方向图,其中,粗线表示E面(Phi=0°,XOZ平面),细线表示H面(Phi=90°,YOZ平面);实线表示主极化分量,虚线交叉极化分量。由图知,-45°极化高频段方向图,交叉极化比XPD为-10.75~-14.84dB,旁瓣电平SLL为-15.54~-16.05dB。

图25~27为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的+45°极化高频fL=2.49GHz、fC=2.59GHz和fH=2.69GHz的归一化增益方向图,其中,粗线表示E面(Phi=0°,XOZ平面),细线表示H面(Phi=90°,YOZ平面);实线表示主极化分量,虚线交叉极化分量。由图知,+45°极化高频段方向图,交叉极化比XPD为-11.33~-23.71dB,旁瓣电平SLL为-11.61~-14.22dB,且两参数均是低频好于高频;

图28为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的实增益GR随频率f变化曲线,其中,实线为-45°极化,虚线为+45°极化。由图知,+45°极化激励时,高低频实增益GR分别为:GR=13.0~15.6dBi、GR=13.0~14.75dBi;-45°极化激励时,高低频实增益GR分别为:GR=15.75~17.25dBi、GR=12.8~15.0dBi。+/-45°极化高频增益相差1.6~3.1dBi,说明两路馈电的差异性较大;

图29为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的前后比FTBR与频率f的关系曲线,其中,实线为-45°极化,虚线为+45°极化。由图知,+45°极化激励时,高低频前后比FTBR分别为:27.0~43.5dB、18.5dB~23.0dB;-45°极化激励时,高低频前后比FTBR分别为:25.0~33.0dB、23.0dB~25.0dB;

图30为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的的E面半功率波束宽度HBPW随频率f变化曲线;

图31为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的的H面半功率波束宽度HBPW随频率f变化曲线,其中,实线为-45°极化,虚线为+45°极化。由图知,+45°极化激励时,天线在高低频带的E面半功率波束宽度分别为:HPBW=11.0°~12.0°、16.25°~18.60°,H面半功率波束宽度分别为:HPBW=53.9°~66.4°、63.8°~73.0°;-45°极化激励时,天线在高低频带的E面半功率波束宽度分别为:HPBW=11.9°~12.6°、16.2°~21.0°,H面半功率波束宽度分别为:HPBW=40.0°~47.5°、51.0°~78.0°。+/-45°极化激励时,E面波宽相差不大,H波宽相差5°~19°,说明两路馈电的差异性较大;

图32为本发明双频高增益介质谐振阵列天线的效率ηA随频率f变化曲线,其中,实线为-45°极化,虚线为+45°极化。由图知,+45°极化激励时,高低频带内的效率分别大于74%、75%(最高达87%);-45°极化激励时,高低频带内的效率分别大于77%、75%(最高达89%)。从效率看,天线损耗较大,主要原因是馈电网络的线路长、损耗很大,而介质辐射体本身的效率却很高,损耗也很低。以上曲线参数图可以看出,本发明双频高增益介质谐振阵列天线比现有技术各方面都有了较大的改进。

以上仅为本发明的优选实例而已,并不用于限制或限定本发明。对于本领域的研究或技术人员来说,本发明可以有各种更改和变化。凡在本发明的精神和原则之内,所作的任何修改、等同替换、改进等,均应包含在本发明所声明的保护范围之内。

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