一种低剖面双频带滤波贴片天线及其构成MIMO天线的制作方法

本发明涉及射频通信领域，尤其涉及一种低剖面双频带滤波贴片天线及其构成MIMO天线。

背景技术：

随着对各种通信服务的需求的增长，无线用户驻地设备(Customer Premise Equipment，简称CPE)在LTE网络的多相环境中变得更加重要。LTE CPE用于Wi-Fi、有线LAN和LTE之间的宽带数据读取和数据服务对话。数据通过CPE向LTE网络传输。为了提供高速数据传输和更好的覆盖，无线CPE中通常采用多输入多输出(Multiple-input Multiple-output，简称MIMO)天线。另外，载波聚合(Carrier Aggregation，简称CA)技术也用在增强LTE中，将不同通带中的碎裂的光谱聚集成更大的光谱资源，以便于进一步增强数据传输能力。因此，可以在CPE的RF前端中使用工作在各个频率的多个天线集和带通滤波器。另一方面，由于CPE是薄型的，需要尽可能的紧凑，以便使安装更简单，因此需要将天线和带通滤波器集成，以提升RF前端的集成度。

近年来，已经提出了滤波器和天线的一些集成设计。设计滤波天线的典型方法是用天线辐射器取代滤波网络的最后一阶，其中天线辐射器能够实现高集成度。但是，一些设计中，额外的滤波电路插入到天线馈电网络中，导致额外的插入损耗并降低了天线增益。为了解决这个问题，提出了不带额外滤波电路的滤波天线，且不影响带内增益。但是，上述滤波天线仅限于单带操作，难以实现CA所需的多带规格。

近来，提出了一些双带滤波天线。一些方案中，双带天线和滤波器可以分开设计然后串联在一起，形成双带天线滤波器模块。例如，矩形贴片在两个通带中产生两种正交极化。又例如，使用贴片的TM10和TM30模式来实现双带操作。但是，这些天线的工作频率不能分别单独进行控制。另外，由于馈电网络导致的额外的插入损耗，使得它们在两个通带中的Peek增益仅仅是-1.8/-4.0dBi和1.1/3.8dBi。另一个例子中，通过电磁耦合将U型槽贴片天线与双模短线负载的谐振器集成在一起，可以得到包括谐波抑制在内的优良性能，但是，它使用了两层PCB结构，不能达到薄型需求，另外没有特定的带外辐射零点来增强回避选择性。

技术实现要素：

为了克服现有技术中双带天线不能独立控制、存在过厚或没有特定的带外辐射零点的缺陷，本发明提供一种低剖面双频带滤波贴片天线及其构成MIMO天线。

本发明采用如下技术方案：

一种低剖面双频带滤波贴片天线，包括基底1和设置在基底1上的接地端GND，还包括设置在所述基底1上表面的第一U型贴片2、第二U型贴片3和多枝节传输线，所述第一U型贴片2、第二U型贴片3和多枝节传输线均关于天线中轴线对称，所述第一、第二U型贴片2、3的开口方向相同，第一U型贴片2嵌套在第二U型贴片3的开口内；当工作在第二个频带时，所述多枝节传输线构成馈电结构；当工作在第一个频带时，所述第一U型贴片2和所述多枝节传输线共同构成馈电结构。

所述多枝节传输线包括插入所述第一U型贴片2的开口内的主传输线4以及第一、第二对开路短线5、6，所述主传输线4位于所述天线中轴线上，所述第一、第二对开路短线5、6分别对称地连接在所述主传输线4的两侧。

所述主传输线4、第一及第二对开路短线5、6构成“土”字形结构，第一对开路短线位于第一U型贴片2的开口外侧，且位于第二U型贴片3的开口内，所述第二对开路短线6位于所述第二U型贴片3的开口外侧。

还包括与所述主传输线4连接的端口7，所述第二对开路短线的长度大于第一对开路短线。

所述的多枝节传输线，通过其二端口网络的ABCD矩阵计算出传输零点的频率；利用该多枝节传输线做为输入级，使天线的增益曲线产生两个频率控制的辐射零点。

一种MIMO天线，包括至少两个所述的低剖面双频带滤波贴片天线。

所述至少两个低剖面双频带滤波贴片天线共用同一基底，所述至少两个低剖面双频带滤波贴片天线对称地分布在所述基底的中心线两侧。

平行设置的每两个低剖面双频带滤波贴片天线相互靠近且通过一解耦合网络隔离。

所述解耦合网络包括三条平行设置的指状短路线。

所述指状短路线的长度是低频带的四分之一波长。

本发明的有益效果：

通过将较小的第一U型贴片嵌入到较大的第二U型贴片的开口内，可以有效地减小厚度；通过将第一U型贴片作为高频工作模式下馈电结构的一部分来激励第二U型贴片，可以提供两种可分别独立调节的谐波模式；另外，通带附近可以产生目标增益中的4个辐射零点，从而得到准椭圆形的双带响应。

附图说明

图1是本发明实施例提供的低剖面双频带滤波贴片天线的俯视结构示意图；

图2A和2B分别是图1所示的天线单元在高频带和低频带的馈电结构示意图；

图2C是本发明实施例提供的低剖面双频带滤波贴片天线的侧视结构示意图；

图3A和3B分别是图1所示的天线单元的等效电路和对应的双端网络的示意图；

图4A和4B分别是图3B所示双端网络在不同的参数值L_m1和L_m3下，|S₁₂|仿真值-频率的曲线图；

图5是从图1所示的天线单元中提取出来的多枝节传输线的示意图；

图6A和6B分别是图5所示的弱耦合双端网络在不同的参数值L_m2和L_m4下，|S₁₂|仿真值-频率的曲线图；

图7是图1所示的天线单元在没有第二U型贴片时的反射系数-频率和目标增益-频率的曲线图；

图8A、8B和8C分别是不同的设计参数值下，辐射零点1、零点2、零点3的频率变化的示意图；

图9A和9B分别是低频带和高频带的中心频率因各自相关设计参数的调节而被独立控制的示意图；

图10是天线单元的反射系数和已实现增益的仿真值和测量值(对按照图1和表2制造的实物进行测量)的对比曲线图；

图11A、图11B、图11C及图11D分别是1.9GHz和2.6GHz下，天线单元在E平面和H平面的辐射模式的测量值和仿真值的对比示意图；

图12是2元MIMO天线的结构示意图；

图13是有解耦合网络和无解耦合网络的2元MIMO天线的|S₁₂|仿真值-频率的对比曲线图；

图14是4元MIMO天线的S参数测量值-频率的曲线图；

图15A、图15B、图15C及图15D分别是1.9GHz和2.6GHz下，4元MIMO天线的天线一在E平面和H平面的辐射模式的测量值的对比示意图；

图16A和16B分别是低频带和高频带下，辐射模式的包络相关系数计算值-频率的示意图。

具体实施方式

下面结合实施例及附图，对本发明作进一步地详细说明，但本发明的实施方式不限于此。

实施例

如图1及图2C，是本发明实施例提供的低剖面双频带滤波贴片天线的结构示意图。如图所示，低剖面双频带滤波贴片天线包括基底和设置在基底上的接地端GND，例如，图2C中的接地端GND印刷在基底1的下表面上。低剖面双频带滤波贴片天线还包括设置在所述基底1的上表面上的第一U型贴片2、第二U型贴片3和多枝节传输线，所述第一U型贴片2、第二U型贴片3和多枝节传输线均关于天线中轴线对称，所述第一、第二U型贴片2、3的开口方向相同，本实施例中第一、第二U型贴片2、3的开口朝下，第二U型贴片的尺寸大于第一U型贴片，尺寸较小的第一U型贴片2嵌套在尺寸较大的第二U型贴片3的开口内。其中，第一U型贴片2工作在较高频带，第二U型贴片3工作在较低频带。

第一个频带是指低频带，第二个频带是指高频带。

如图2A所示，当天线单元工作在较高频带时，所述多枝节传输线构成馈电结构给较小的第一U型贴片2馈电。如图2B所示，当天线单元工作在较低频带时，所述第一U型贴片2不辐射，而是和所述多枝节传输线共同构成馈电结构给尺寸较大的第二U型贴片3馈电。

优选地，如图1所示，所述多枝节传输线包括插入所述第一U型贴片2的开口内的主传输线4以及靠近所述第一、第二U型贴片2、3的开口侧的第一、第二对开路短线5、6，所述主传输线4位于所述天线中轴线上，所述第一、第二对开路短线5、6分别对称地连接在所述主传输线4的两侧。

优选地，如图1所示，所述主传输线4和第一、第二对开路短线5、6构成“土”字形结构，第一对开路短线的长度大于第二对开路短线，较短的第一对开路短线5位于所述第一U型贴片2的开口外及所述第二U型贴片3的开口内，较长的第二对开路短线6位于所述第二U型贴片3的开口外。

优选地，如图1所示，所述天线单元还包括与所述主传输线4连接的端口7。

利用图1所示的这种紧凑配置，天线单元可以在目标增益下产生双带椭圆带通响应，该天线单元的原理与滤波器的原理相似。如图3A所示，该天线单元对应的等效滤波电路包括馈电网络和表示贴片的辐射阻抗Rr。馈电网络包括由长度为L_m2+L_m4的主传输线以及两对开路短线Stub1和Stub2构成的多枝节传输线，每对开路短线对称地连接在主传输线的两侧，输入端Port1与主传输线连接。

为了研究双端网络中信号的传输特性，如图3B所示，用Port2取代图3A中的辐射阻抗，用电容C来表示图3A中馈电电路和辐射贴片之间的耦合。图3B中的每个部分(stub1、line1、stub2、line2和电容C)的ABCD矩阵如下：

通过将他们相乘可以得到整个电路的ABCD矩阵M：

进行参数转换后得到双端网络的S参数：

其中，Z₀表示输入端阻抗，f₁和f₂表示S₁₂的分子和分母。当S₁₂＝0时，可以得到该电路的传输零点。

f₁＝2·Z₀·C·ω·Z_C1²·Z_C2·cotθ₁·cotθ₃＝0,且f₂≠0 (8)

cotθ₁·cotθ₃＝0 (9)

从式(8)-(10)得到，在两个零点的对应频率处，电子长度L_m1和L_m3是四分之一波长。通过式(11)和(12)可以得到两个传输零点的频率f_z1和f_z2：

其中，c是真空下的光速，ε_eff表示基底的有效介电常数。

可以通过仿真分析来验证以上计算结果。图4A、4B分别示出了不同的参数值L_m1和L_m3下，双端网络的|S₁₂|仿真值-频率的曲线图，如图所示，可以产生期望的两个传输零点。当L_m1从26mm增大至28.6mm时，较低的传输零点的频率从2.2GHz减小到2GHz，但是，较高的传输零点的频率保持不变。类似地，通过调节长度L_m3，也可以控制较高的传输零点的频率。下表1中列出了计算得到的和仿真得到的传输零点频率的对比，他们之间令人满意的一致性验证了上述分析。

表1

该双端网络还可以产生两种谐振模式。由于馈电网络(多枝节传输线)可以被看作多模式谐振器，为了研究该谐振器的谐振模式，如图5所示，将两个端口Port1、Port2分别与谐振器(多枝节传输线)弱耦合。图6A、6B分别示出了不同的参数值L_m2和L_m4下，图5中的馈电网络的|S₁₂|仿真值-频率的曲线图。通过调节长度参数L_m2，低频谐振模式从1.8GHz变化至2.0GHz，但高频谐振模式几乎不受影响。同样，通过调节长度参数L_m4，也可以控制高频谐振模式。因此，通过采用这种馈电网络，可以得到两种可控制的传输零点和两种可控制的谐振模式。

根据上述分析，通过采用本发明实施例提供的馈电结构，可以产生两个可控制的传输零点，由于在两个传输零点的特定频率下，信号不能穿过馈电结构到达辐射贴片，因此产生辐射零点，辐射零点对于天线的滤波性能非常重要。

为了验证辐射零点的产生，先研究第二U型贴片3利用本发明实施例提供的馈电结构(如图2B所示)进行馈电的情况。对应的仿真结果如图7所示，在2.0GHz、2.55GHz和2.97GHz处产生了目标方向上已实现增益内的3个辐射零点，零点1、零点2及零点3。在零点1的频率处，馈电结构上的电流在stub1和主传输线的交叉处附近最强，这是因为stub1在该频率处具有四分之一波长的电长度并在交叉点短路，如图8A所示，若stub1的长度改变，零点1的频率将相应地变化。零点3与stub2的关系同样如此。对于零点2，强电流集中在stub1和stub2的两臂上，但是电流方向相反，主传输线和第一U型贴片2边缘上的电流也是不同相位的，因此不同相位的电流产生的辐射被抵消，导致2.51GHz处的辐射零点，如图8C所示，零点2的频率随L₆的减小而增大。如图8B所示，零点2的频率还受stub2的长度L₇的影响，这是由于第一U型贴片2和stub2之间的耦合效应。通常，可以分别控制和调节这三个辐射零点到期望频率，增强滤波天线的可选择性。

当在最终的双带设计中增加第二U型贴片3时，可以产生额外的辐射零点，因为两个U型贴片之间的凹槽两侧上的电流是不同相的。因此，在阻带中有4个辐射零点，大大增强了滤波天线的可选择性和压缩水平。

当图1所示的天线单元工作在第二个工作频带时，第一U型贴片2被激励，第二U型贴片3不辐射而是作为负载。相反地，当天线单元工作在第一个工作频带时，第一U型贴片2不辐射而是作为馈电结构的一部分来激励第二U型贴片3。由于两个U型贴片和馈电结构可以分开设计，因此可以分别控制两个工作频带。如图9A、9B所示，通过调节第一对开路短线5中单个短线的长度L₇和第一U型贴片2的长度p₂可以独立控制较高的频带，通过调节第二对开路短线6中单个短线的长度L₈和第二U型贴片3的长度p₁可以在几乎不影响较高频带的条件下独立控制较低的频带。

本发明实施例提供的低剖面双频带滤波贴片天线，通过将较小的第一U型贴片2嵌入到较大的第二U型贴片3的开口内，可以有效地减小厚度；通过将第一U型贴片2作为高频工作模式下馈电结构的一部分来激励第二U型贴片3，可以提供两种谐波模式，通过调节两种U型贴片和两种馈电结构，可以分开独立控制两种工作频率；另外，通带附近可以产生目标增益中的4个辐射零点，从而得到准椭圆形的双带响应。

在一个具体的实施例中，设计用于TD-LTE中、工作在1.9GHz和2.6GHz的双带滤波天线单元，结构如图1所示，设计步骤包括：

第一步，设计两个U型贴片，谐振模式为1.9GHz和2.6GHz，将较小的第一U型贴片2嵌入较大的第二U型贴片3的开口内，两个U型贴片的初始尺寸为：p₁＝0.4～0.45λ₀₁，p₂＝0.4～0.45λ₀₂(λ₀₁和λ₀₂分别表示真空中每个工作频带的中心频率的波长)。

第二步，设计多枝节传输线作为馈电结构。第一、第二对开路短线5、6的长度设置为：L₈＝0.25λ₁，L₇＝0.25λ₂(λ₁和λ₂分别表示基底1中频率f_z1和f_z2的波长)，以便得到靠近通带边缘的辐射零点，且主传输线4的长度设计为：L_m2+L_m4≈0.25λ₃,L_m4≈0.25λ₄(λ₃和λ₄分别表示基底1中1.9GHz和2.6GHz的波长)，以便得到1.9GHz和2.6GHz附近的两个谐振模式，激励和匹配辐射贴片。

最后，改善各个参数以优化设计，得到优良滤波性能和所需的带宽。具体地，双带滤波天线单元的参数如下表2所示。

表2

可以对按照以上方法制造出的双带滤波天线单元进行测试，验证本发明的效果。图10示出了该双带滤波天线单元的反射系数和已实现增益的仿真值-频率和测量值-频率的曲线图。可以看出，两个工作频带位于LTE应用的1.9GHz和2.6GHz位置。在TD-LTE B39带的1880-1920MHz和B38带的2570-2620MHz中，测量得到的反射系数|S₁₁|小于-10dB。两个频带的增益仿真值分别是7.6dBi和7.8dBi，而增益测量值分别是大约6.7dBi和7.3dBi。测量值和仿真值之间的差异主要是仿真中没有考虑到的制造公差和SMA连接器的损耗造成的。带外增益小于-10dBi，表明超过16dB的带外辐射抑制水平，能够达到LTE CPE的要求。还可以看出，低频带的两个辐射零点在频率1.85GHz和2.10GHz处产生，高频带的两个辐射零点在频率2.50GHz和2.91GHz处出现，实现了两个工作频带的优良滤波特性。

图11A、11B、图11C及图11D分别示出了两个频带的测量和仿真辐射模式，它们之间再次达到高度一致性。在1.9GHz和2.6GHz，测量得到的E平面的垂直极化区域至少是32dB和28dB，比它们各自对应的水平极化分量强。对于H平面，测量得到的垂直极化区域是21.2dB和22.3dB，比它们各自对应的水平极化分量强。参考测量的前后对比的电波，低频带和高频带分别大于18dB和20dB。

将本发明实施例提供的低剖面双频带滤波贴片天线与包含双窄带滤波器与宽带天线串联的设计方案比较，传统设计中，若带宽较窄，PCB滤波器的插入损耗高达1.5dB，因此串联的天线和滤波器的增益将减小。尽管空腔和电介质起到降低插入损耗的目的，但它们会造成体积和重量增大，不能达到无线CPE的轻薄需求。对比之下，本发明实施例提供的天线单元能够得到准椭圆形的双带响应，而不使用特定滤波电路和阻抗匹配网络，因此结构紧凑，馈电电路的插入损耗几乎可以忽略。这些特性使本发明实施例提供的低剖面双频带滤波贴片天线适用于无线CPE。

本发明实施例提供的低剖面双频带滤波贴片天线可以用在LTE CPE的MIMO天线中。本发明实施例提供的MIMO天线，包括至少两个以上任一实施例所述的低剖面双频带滤波贴片天线。优选地，所述至少两个低剖面双频带滤波贴片天线共用同一基底，所述至少两个低剖面双频带滤波贴片天线对称地分布在所述基底的中心线两侧，其中基底的中心线与天线单元的中轴线平行但不重合。

以2元MIMO天线为例，如图12所示，两个低剖面双频带滤波贴片天线对称地设置在基底中心线的两侧。由于对结构紧凑的需求，这两个天线单元需要相互紧靠，但当天线单元相互靠近时，它们之间的相互耦合变得很严重。为了解决这个问题，如图12所示，在每两个天线单元之间引进解耦合网络。优选地，解耦合网络包含三条平行设置的指状短路线。由于天线单元的第二U型贴片3相互靠近(边缘到边缘之间的间隔为d＝0.15λ₀(λ₀是真空中低频带的频率对应的波长))，它们之间的相互耦合比第一U型贴片2之间的相互耦合更强。因此，将指状短路线的长度l设置成低频带的四分之一波长，从而增强两个第二U型贴片3之间的隔离。图13示出了有解耦合网络和无解耦合网络的2元MIMO天线的|S₁₂|仿真值-频率的对比曲线图，从图13可以看出，利用解耦合网络，低频带的|S₁₂|提高了5dB，小于整个频带中的-20dB。

又例如，还可以设计4元MIMO天线，4个天线单元(如图16A及16B中的天线一、天线二、天线三及天线四)共享一个共同的PCB基底，基底厚度为1.575mm(0.009λ₀)，4个天线单元分布在矩形的四个角上，中轴线相互平行(而不重合)的两个天线单元之间设置有解耦合网络，中轴线重合的两个天线单元之间没有解耦合网络。测得的4元MIMO天线的S参数如图14所示，回波损耗大于10dB的通带覆盖了TD-LTE B39带和B38带，测得的两个天线单元之间的端端隔离均小于-19.2dB。图15A、图15B、图15C及图15D示出了MIMO天线的天线一的辐射模式。当测量辐射模式时，天线一被激励，而其他三个天线单元起50Ω的负载的作用，可以得到具有低横向极化和回波的良好定向的模式。由于天线单元对称地排布在基底上，其他天线单元也可以得到几乎相同的结果，因此为了简洁而没有示出它们。最后，测得的远场电场模式用于评估包络相关系数ECC，图16A及图16B示出了典型的ECC结果，可以看出，TD-LTE B39带的ECC小于0.2，B38带的ECC小于0.1，满足MIMO操作的可接受的ECC标准(＜0.5)。

使用了本发明实施例提供的低剖面双频带滤波贴片天线的MIMO天线优于具有4套独立天线和滤波器对的传统MIMO天线，因为没有因滤波和阻抗匹配电路串联而引入的插入损耗。另外，这种设计能实现紧凑尺寸和微小轮廓。因此本发明实施例的MIMO天线适用于LTE中的无线CPE。

本文中的高频带和低频带是TDD-LTE的两个频段，低频带的中心频率是1.9GHz,高频带的中心频率是2.6GHz。

上述实施例为本发明较佳的实施方式，但本发明的实施方式并不受所述实施例的限制，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所作的改变、修饰、替代、组合、简化，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。