一种基于基片集成波导的背腔缝隙双频圆极化天线的制作方法

本发明涉及一种应用前景广泛的采用SIW(Substrate Integrated Waveguide,基片集成波导)技术的双频圆极化背腔缝隙天线，属于天线技术领域。

背景技术：

天线是无线通信系统的重要组成部分。无线通信的快速发展，对体积小、成本低、高增益以及易集成的天线产生迫切需求。传统的背腔天线具有高增益、低前后比等优点，但也存在体积过大、不易与平面电路集成等缺点。

圆极化天线能够接收来自任意天线的任意极化电磁波，可以有效地提高接收和辐射效率，因此被广泛地应用于实际的干扰与电子侦察中。圆极化天线可以利用喇叭天线、微带天线或背腔天线等多种天线形式实现。随着现代无线通信的快速发展，对低剖面易于平面集成、单向辐射、可以双频工作的圆极化天线单元产生了很大需求。

技术实现要素：

发明目的：本发明采用SIW技术，提供了一种可以满足无线通信系统需要的、可应用与微波毫米波频段的、易于设计和加工、低剖面易于平面集成的双频圆极化背腔天线。通过激发圆形谐振腔表面的两个指数渐变缝隙的谐振，在远场激励起所需的双频圆极化辐射。该天线具有定向辐射、低剖面、双频圆极化、单馈点方式等优点。

技术方案：一种基于基片集成波导的背腔缝隙双频圆极化天线，包括介质层，上下金属层构成的天线本体，天线本体包括用于测试的接地共面波导(Grounded Coplanar Waveguide,GCPW)与SIW之间的GCPW-SIW转接结构、由SIW传输线及感性窗构成的两阶匹配线路、由SIW构成的近似圆形背腔以及圆形背腔正面的两个指数渐变缝隙辐射单元。天线通过转接结构对SIW腔体馈电，选择主模TM₀₁₀模为圆形SIW谐振腔的工作模式，产生以支持指数渐变缝隙工作时所需的电场；设计两个指数渐变缝隙使其在所需频点产生谐振，在远场形成两个频点的圆极化辐射。

所述天线本体包括多个外围金属通孔、6个内部金属通孔和2个渐变式GCPW缝隙；其中外围金属通孔、内部金属通孔和渐变式GCPW缝隙关于中轴线对称排布，指数渐变形缝隙不关于中轴线对称。所述外围金属通孔构成水平放置的瓶形结构，包括顺序连接的窄段、连阶段、宽段和圆弧段，所述渐变式GCPW缝隙位于上层金属层，分布在窄端和连阶段对应的内侧，其横截面为窄矩形连接三角形的结构，所述内部金属通孔分布在宽段对应的内侧，在靠近连接段的一侧其中4个内部金属通孔排布在与轴向垂直的同一条直线上，在靠近圆弧段的一侧，另外两个内部金属通孔排布在与轴向垂直的同一条直线；所述指数渐变形缝隙分布在圆弧段对应的内侧，分别为外圈指数渐变形缝隙和内圈指数渐变形缝隙，2个指数渐变形缝隙的开口错开。渐变式GCPW缝隙及窄端、连接段的外围金属通孔构成GCPW-SIW转接结构，为馈电点，通过在GCPW处接同轴接头进行馈电；由宽段的外围金属通孔构成的传输线和由内部金属通孔构成的两阶感性窗一起构成匹配线路，为SIW的馈线部分；圆弧段的外围金属化通孔构成SIW近似圆形背腔，指数渐变缝隙构成作为辐射主体。GCPW-SIW转接结构向天线腔体进行馈电，经由匹配线路，利用SIW近似圆形背腔和辐射主体，可实现两个频点的左旋圆极化辐射。

将两个指数渐变缝隙辐射单元按SIW腔体的对称中轴线镜像对称，构成的天线可实现双频右旋圆极化辐射。

所述圆形背腔(即圆形谐振腔)的半径r₀与天线的工作频率有关，具体的，圆形背腔工作在TM₀₁₀模式下谐振腔的半径r₀遵循以下公式：

其中，f₀₁₀为TM₀₁₀模式的工作频率，也即天线的工作频率；c为真空中的光速；p₀₁为0阶贝塞尔函数的1次根；ε_r为介质的相对介电常数，μ_r为介质的相对磁导率。

所述两个指数渐变形缝隙分别由两条指数渐变线条及连接两条线条首部和尾部的线段构成，具体的，两个指数渐变形缝隙由以下两步得到：

第一步，由公式2得到在极坐标下四条指数渐变线段：

其中，r是极坐标中的半径，是极坐标中的角度。

第二步，将i为1和2，3和4的首部和尾部分别用直线相连，并在极坐标下旋转，构成外圈和内圈两个缝隙结构，其中外圈缝隙结构的旋转角度为θ₁，内圈缝隙结构的旋转角度为θ₂，其初值选定为θ₁＝50°，θ₂＝355°。

所述指数型缝隙的参数r_i可遵循以下公式：

其中，f_cp为给定的圆极化辐射频点，c为真空中的光速，r_e＝(r₁+r₂)/2或r_e＝(r₃+r₄)/2为缝隙的等效半径，ε_e＝(ε_r+1)/2为天线的等效介电常数，其中ε_r为介质的相对介电常数，缝隙宽度(r₁-r₂)或(r₃-r₄)选定初值为0.1r_e。由此可根据两个圆极化频点确定指数型缝隙的参数r_i。

所述匹配线路尺寸优化过程的主体通过差分进化算法联合全波仿真软件H FSS，得到在规定的参数w₁,w₂,l₁,l₂的物理可取值范围内适应度F的最小值，并得到此时的参数w₁,w₂,l₁,l₂的取值，其中，适应度F表示为：

F:f(w₁,w₂,l₁,l₂)＝VSWR₁+VSWR₂ (式4)

其中，f(w₁,w₂,l₁,l₂)为由参数w₁,w₂,l₁,l₂决定的、可通过HFSS全波仿真得出的天线在两个频率点处的VSWR的值计算；参数w₁,w₂分别表示天线匹配线路中两组内部金属通孔所构成的两个感性窗结构的窗口大小；参数l₁,l₂则分别表示两个感性窗的间距，及右侧感性窗与天线辐射单元的中心点，也即圆弧段的中心点的间距；VSWR₁为天线在f₁点处的值，VSWR₂为天线在f₂点处的值。

有益效果：本发明提供的基于SIW的背腔缝隙双频圆极化天线，具有如下优点：

1)该天线采用SIW作为天线的馈线及背腔，与现有传统背腔天线相比，在保留了传统背腔天线优点的同时，带来了平面结构、易于集成、加工简单等优点。

2)该天线采用圆形谐振腔表面开两个指数渐变缝隙作为辐射单元，与现有的基于SIW的背腔缝隙圆极化天线相比，带来了双频圆极化的优点。

3)该天线采用两阶感性窗匹配线路，与现有的基于SIW的背腔缝隙圆极化天线所用的匹配线路相比，带来了双频匹配的优点。

附图说明

图1为本发明天线的俯视图；

图2为本发明天线的侧面剖视图；

图3为本发明天线的两个指数渐变形辐射单元的具体尺寸图。

图4为本发明天线的匹配线路的尺寸优化过程示意图。

图5为本发明的驻波、增益和轴比随频率变化的仿真和实测示意图；

图6为本发明在f₁处XZ平面的实测轴比方向图；

图7为本发明在f₁处YZ平面的实测轴比方向图；

图8为本发明在f₂处XZ平面的实测轴比方向图；

图9为本发明在f₂处YZ平面的实测轴比方向图。

具体实施方式

下面结合具体实施例，进一步阐明本发明，应理解这些实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。

本发明的圆极化背腔缝隙天线由基片集成波导背腔及缝隙辐射单元构成。该天线采用单层印刷电路板(Printed Circuit Board，PCB)工艺加工，包括介质层，上下金属层构成的天线本体，天线本体包括用于测试的GCPW与SIW之间的GCPW-SIW转接结构、由SIW传输线及感性窗构成的两阶匹配线路、由SIW构成的近似圆形背腔以及圆形背腔正面的指数渐变缝隙辐射单元。天线通过转接结构对SIW腔体馈电，选择主模TM₀₁₀模为圆形SIW谐振腔的工作模式，产生以支持指数渐变缝隙工作时所需的电场；设计两个指数渐变缝隙使其在所需频点产生谐振，在远场形成两个频点的圆极化辐射。

图1为本发明圆极化背腔缝隙天线的俯视图，由图可知，天线本体包括多个外围金属通孔、6个内部金属通孔、2个渐变式GCPW缝隙和2个指数渐变形缝隙，其中外围金属通孔、内部金属通孔和渐变式GCPW缝隙关于中轴线对称排布，指数渐变形缝隙不关于中轴线对称。所述外围金属通孔构成水平放置的瓶形结构，包括顺序连接的窄段1、连阶段、宽段5和圆弧段8，所述渐变式GCPW缝隙2位于上层金属层，分布在窄端1和连阶段对应的内侧，其横截面为窄矩形连接三角形的结构，所述内部金属通孔分布在宽段对应的内侧，在靠近连接段的一侧其中4个内部金属通孔3排布在与轴向垂直的同一条直线上，在靠近圆弧段的一侧，另外两个内部金属通孔4排布在与轴向垂直的同一条直线；所述指数渐变形缝隙分布在圆弧段对应的内侧，分别为外圈指数渐变形缝隙6和内圈指数渐变形缝隙7，2个指数渐变形缝隙的开口错开。渐变式GCPW缝隙2及窄端1、连接段的外围金属通孔构成GCPW-SIW转接结构，为馈电点，通过在GCPW处接同轴接头进行馈电；由宽段5的外围金属通孔构成的传输线和由内部金属通孔构成的两阶感性窗一起构成匹配线路，为SIW的馈线部分；圆弧段8的外围金属化通孔构成SIW近似圆形背腔，指数渐变缝隙6和7构成作为辐射主体。GCPW-SIW转接结构向天线腔体进行馈电，经由匹配线路，利用SIW近似圆形背腔和辐射主体，可实现两个频点的左旋圆极化辐射。将两个指数渐变缝隙辐射单元按SIW腔体的对称中轴线镜像对称，构成的天线可实现双频右旋圆极化辐射。

图1中灰色未标记部分代表SIW表面的金属层，黑色圆形代表外围金属通孔，填充斜线的圆圈代表内部金属通孔，标号2指向的未填充的白色色块代表在SIW表面通过PCB工艺腐蚀出用于GCPW-SIW转接的渐变形槽，标号6、7指向的未填充的白色色块代表在SIW腔体表面通过PCB工艺腐蚀出的两个指数渐变形缝隙辐射单元，两个指数渐变形缝隙辐射单元的具体尺寸会在稍后说明。

圆形谐振腔的半径为r₀，其工作在TM₀₁₀模式谐振腔的半径r₀遵循以下公式：

其中，f₀₁₀为TM₀₁₀模式的工作频率，也即天线的工作频率；c为真空中的光速；p₀₁为0阶贝塞尔函数的1次根；ε_r为介质的相对介电常数，μ_r为介质的相对磁导率。

图2为本发明双频圆极化背腔缝隙天线的侧视图，图中标号9和10分别为天线的上下金属层，6、7为腐蚀于上层金属层的P形缝隙辐射单元，11所代表的被灰色阴影填充的区域为天线的介质层，其高度为h，用实线包围的斜线填充和黑色填充区域分别为内部和外围金属通孔，其中，中间为包含在天线馈电网络中的感性窗3、4，右边为构成近似圆形谐振腔的8。

图3为本发明天线的两个指数渐变形缝隙辐射单元的具体尺寸图，两个指数渐变形缝隙分别由两条指数渐变线条及连接两条线条首部和尾部的线段构成。两个指数渐变形缝隙6、7可由以下两步得到：

第一步，由以下公式得到在极坐标下四条指数渐变线段的表达式：

其中，所表示的线段分别为线条12、13、14、15，r是极坐标中的半径，是极坐标中的角度。

第二步，将线条12和13，14和15的首部和尾部用直线相连，并在极坐标下旋转，构成6、7两个缝隙结构。其中6旋转角度为θ₁，7旋转角度为θ₂，其初值可选定为θ₁＝50°，θ₂＝355°。

指数型缝隙的参数r_i可遵循以下公式：

其中，f_cp为给定的圆极化辐射频点，c为真空中的光速，r_e＝(r₁+r₂)/2或r_e＝(r₃+r₄)/2为缝隙的等效半径，ε_e＝(ε_r+1)/2为天线的等效介电常数，其中ε_r为介质的相对介电常数，缝隙宽度(r₁-r₂)或(r₃-r₄)可选定初值为0.1r_e。由此可根据两个圆极化频点确定指数型缝隙的参数r_i。

图4为本发明天线的匹配线路的尺寸优化过程示意图。优化过程的主体通过差分进化(Differential Evolution,DE)算法联合全波仿真软件HFSS，得到在规定的参数w₁,w₂,l₁,l₂的物理可取值范围内，适应度F的最小值，并得到此时的参数w₁,w₂,l₁,l₂的取值。

其中，适应度F可表示为：

F:f(w₁,w₂,l₁,l₂)＝VSWR₁+VSWR₂ (式4)

其中，f(w₁,w₂,l₁,l₂)为由参数w₁,w₂,l₁,l₂决定的、可通过HFSS全波仿真计算得出的天线在两个频率点处的VSWR的值，其中，参数w₁,w₂分别表示图1中天线匹配线路中，两组内部金属通孔所构成的两个感性窗结构3和4的窗口大小；参数l₁,l₂则分别表示两个感性窗3和4的间距，及右侧感性窗4与天线辐射单元的中心点，也即圆弧段8的中心点的间距；VSWR₁为天线在f₁点处的值，VSWR₂为天线在f₂点处的值。

采用电磁仿真软件及Matlab仿真软件对天线尺寸进行优化，得到天线尺寸参数如表1所示。其中，m₁代表GCPW两侧的过孔纵向间距，m₂代表SIW传输线的宽度，m₃,m₄,g₁,g₂代表GCPW传输线的尺寸，m₅为地板宽度，p,d代表金属化过孔的间距和直径，r₀为圆弧形SIW腔体半径，w₁,w₂为由金属化过孔组成的感性窗的窗口宽度，h为介质板高度，ε_r为介质板的介电常数，其余各参数代表的意义已在上文说明。图5为本发明的驻波、增益和轴比随频率变化的仿真和实测示意图，可看到天线在所设计的两个频点处拥有较好的轴比及谐振特性。图6为本发明在f₁处XZ平面的实测轴比方向图；图7为本发明在f₁处YZ平面的实测轴比方向图；图8为本发明在f₂处XZ平面的实测轴比方向图；图9为本发明在f₂处YZ平面的实测轴比方向图。可看出所设计的天线在两个频点处的方向图在与天线平面垂直的法线方向上均产生了较好的圆极化辐射。由仿真和实测结果图可见，本发明第一次在单馈的低剖面的SIW腔体中实现了双频圆极化的天线特性。

表1 优化的天线尺寸参数