延时器和相控阵列天线的制造方法与工艺

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延时器和相控阵列天线的制造方法与工艺
本发明涉及对无线频率信号时间给予延迟的延时器。另外,涉及具备那样的延时器的相控阵列天线。

背景技术:
为了实现无线通信的大容量化,使用的频带的宽带化和高频化不断发展。近年,不仅微波频段(0.3GHz以上、30GHz以下)用于无线通信,毫米波段(30GHz以上300GHz以下)也用于无线通信。其中,作为不容易产生数据的泄漏、能够减少通信小区的尺寸而配置大量通信小区的频带,在大气中的衰减较大的60GHz频带广受注目。60GHz频带的无线通信所使用的天线,除了追求宽频带性之外,还被期望高增益性。这是因为如上述那样,60GHz频带在大气中的衰减较大。作为具有承受得住在60GHz频带的使用的高增益性的天线,例如,能够列举阵列天线。这里,阵列天线是指将多个辐射元件排列为阵列状或者矩阵状的天线。在阵列天线中,通过控制对向各辐射元件输入的无线频率信号给予的时间延迟,能够使辐射的电磁波(使从各辐射元件辐射的电磁波重叠后得到的的电磁波)的主波束方向变化。具有这样的波束形成功能的阵列天线被称为相控阵列天线,研究开发盛行。参照图12对相控阵列天线中的波束形成的原理进行说明。在以下的说明中,假设构成相控阵列天线的多个辐射元件A1~An以既定的间隔d排列在特定的直线上。若对辐射元件A1~An输入同相位的无线频率信号,则能够形成与上述特定的直线平行的等相位面,主波束方向与该等相位面垂直。与此相对,若对向辐射元件A1~A输入n的无线频率信号给予等差的时间延迟δ1~δn,则与时间延迟差Δt=δ2-δ1=δ3-δ2=…=δn-δn-1对应地而等相位面倾斜。这里,在时间延迟差Δt与等相位面的倾斜角(上述特定的直线与等相位面所成的角)α之间,以下的关系成立(c是真空中的光速)。Δt=d×sinα/c因此,若控制对向各辐射元件Ai输入的无线频率信号给予的时间延迟δi,使时间延迟差Δt增大,则能够增大倾斜角α。相反,若控制对向各辐射元件Ai输入的无线频率信号给予的时间延迟δi,使时间延迟差Δt变小,则能够减小倾斜角α。以上是波束形成的原理。接下来,以往的相控阵列天线的典型的构成如图13~图15所示。图13所示的相控阵列天线13是发送用天线,图14所示的相控阵列天线14是接收用天线,图15所示的相控阵列天线15是发送接收兼用天线。此外,以下,将时间延迟仅称为延迟。图13所示的相控阵列天线13(1)使用时间延迟元件TD11~TD1n针对从外部输入的无线频率信号VRF(t)给予等差的延迟δ1~δn,(2)并向辐射元件A1~An输入所得到的延迟无线频率信号VRF(t-δ1)~VRF(t-δn)。若设定对无线频率信号VRF(t)给予的延迟δ1~δn,使时间延迟差Δt=δ2-δ1=δ3-δ2=…=δn-δn-1与d×sinα/c一致,则能够高效地发送等相位面的倾斜角为α的电磁波。图14所示的相控阵列天线14(1)使用时间延迟元件TD21~TD2n针对从辐射元件A1~An输出的无线频率信号VRF(t+δ1)~VRF(t+δn)给予等差的延迟δ1~δn,(2)并向外部输出所得到的延迟无线频率信号VRF(t)。若设定对无线频率信号VRF(t+δ1)~VRF(t+δn)给予的延迟δ1~δn,使时间延迟差Δt=δ2-δ1=δ3-δ2=…=δn-δn-1与d×sinα/c一致,则能够高效地接收等相位面的倾斜角为α的电磁波。图15所示的相控阵列天线15是使用循环器、或者双工器、开关C1~Cn组合了图13所示的相控阵列天线13、和图14所示的相控阵列天线14后得到的天线。辐射元件Ai为发送接收兼用。循环器Ci是具备三个以上供信号进行输入输出的端口,并将向某个端口输入的信号从沿着图15所示的旋转箭头的方向上的下一个端口输出的元件。在相控阵列天线15中,各循环器Ci担负将从发送用的时间延迟元件TD1i输出的延迟无线频率信号VRF(t-δi)输入辐射元件Ai,并将从辐射元件Ai输出的无线频率信号VRF(t+δi)向接收用的时间延迟元件TD2i输入的功能。在采用双工器、开关的情况下,它们也负担同样的功能。然而,图13~图15所示的相控阵列天线13~15并不适用于在毫米波段的使用。这是因为利用时间延迟元件等电气单元,难以对毫米波段的无线频率信号给予高精度的延迟。与此相对,也已知有使用光学单元使无线频率信号延迟的相控阵列天线,但需要使用价格高于电子部件的光学部件,所以避免不了成本的上升。特别是,若假定毫米波段的使用,则需要使用极其高价的调制器、光电转换元件等,可以预见成本的大幅度的上升。因此,为了不使用光学单元就实现能够在毫米波段使用的相控阵列天线,考虑了代替使无线频率信号延迟的延时器,而采用使频率低于无线频率信号的中间频率信号或者本地信号延迟的延时器。这样的延时器由专利文献1和非专利文献1公开。专利文献1:日本国公开专利公报“日本特开2003-60424号公报(2003年2月28日公开)”非专利文献1:JoshuaD.Schwartzetal.,"AnElectronicUWBContinuouslyTunableTime-DelaySystemWithNanosecondDelays",IEEEMICROWAVEANDWIRELESSCOMPONENTSLETTERS,FEBRUARY2008,VOL.18,NO.2,PP103-105在专利文献1和非专利文献1所公开的延时器中,能够通过使对无线频率信号给予的延迟的大小与本地信号的频率对应地发生变化来控制对无线频率信号给予的延迟的大小。然而,如以下所说明的那样,在专利文献1和非专利文献1所公开的延时器中,作为控制变量的本地信号的频率fLO的变化量ΔfLO与作为被控制变量的延迟δ的变化量Δδ的关系,因无线频率信号的频率fRF而异。因此,存在难以在较宽的频带精度良好地控制对无线频率信号给予的时间延迟这样的问题。另外,在使用了专利文献1和非专利文献1所公开的延时器的相控阵列天线中,存在难以在较宽的频带精度良好地控制能够高效地发送或者接收电磁波的方向这样的问题。(专利文献1的问题点)图16是表示专利文献1所公开的延时器20的构成的框图。如图16所示,延时器20具备相位器PS和两个混合器MX1~MX2。对混合器MX1输入:从无线频率信号源RF输出的无线频率信号VRF(t)、和从本地信号源LO输出并被从本地信号源LO到混合器MX1的传输线路延迟的本地信号VLO(t)。无线频率信号VRF(t)例如,能够如下述的式(1)那样表示,本地信号VLO(t)例如,能够如下述的式(2)那样表示。这里,是在从本地信号源LO到混合器MX1的传输线路上产生的线路延迟。此外,这里,考虑到在从无线频率信号源RF到混合器MX1的传输线路上产生的线路延迟足够小的情况,将从无线频率信号源RF输出的无线频率信号与向混合器MX1输入的无线频率信号视为相同。【式1】VRF(t)=VRFcos(2πfRFt)…(1)【式2】混合器MX1通过将无线频率信号VRF(t)与本地信号VLO(t)进行乘法运算后,去掉高频成分(使用本地信号VLO(t)对无线频率信号VRF(t)进行下变频),来生成中间频率信号VIF(t)。在向混合器MX1输入的无线频率信号VRF(t)和本地信号VLO(t)分别如上述的式(1)和式(2)那样表示的情况下,在混合器MX1生成的中间频率信号VIF(t)如下述的式(3)那样表示。【式3】对混合器MX2输入:从混合器MX1输出的中间频率信号VIF(t)、和从本地信号源LO输出且被从本地信号源LO到混合器MX2的传输线路和插入到该传输线路的相位器PS延迟的本地信号VLO’(t)。在本地信号VLO(t)如上述的式(2)那样表示的情况下,本地信号VLO’(t)如下述的式(4)那样表示。这里,是在从本地信号源LO到混合器MX2的传输线路上产生的线路延迟与在插入到该传输线路的相位器PS产生的延迟之和。此外,这里,考虑到在从混合器MX1到混合器MX2的传输线路上产生的线路延迟足够小的情况,将从混合器MX1输出的中间频率信号与向混合器MX2输入的中间频率信号视为相同。【式4】混合器MX2通过将中间频率信号VIF(t)与延迟本地信号VLO’(t)进行乘法运算之后,去掉低频成分(使用延迟本地信号VLO’(t)对中间频率信号VIF(t)进行上变频),来生成延迟无线频率信号VRF’(t)。在向混合器MX2输入的中间频率信号VIF(t)和延迟本地信号VLO’(t)分别如上述的式(3)和式(4)那样表示的情况下,在混合器MX2处生成的延迟无线频率信号VRF’(t)如下述的式(5)那样表示。【式5】因此,延迟无线频率信号VRF’(t)的相对于无线频率信号VRF(t)的延迟δ以下述的式(6)表示。【式6】如上述的式(6)所示,延时器20对无线频率信号VRF(t)给予的延迟δ与本地信号VLO(t)的频率fLO成正比。因此,根据延时器20,通过使本地信号VLO(t)的频率fLO变化,能够使对无线频率信号VRF(t)给予的延迟δ变化。然而,如根据式(6)所明确的那样,在作为控制变量的本地信号VLO(t)的频率fLO的变化量ΔfLO与作为被控制变量的延迟δ的变化量Δδ之间,有ΔfLO这样的关系成立。因此,为了使延迟δ变化Δδ所需要的频率fLO的变化量ΔfLO,在每个无线频率信号VRF(t)的频率fRF下都有所不同。例如,若为了使相对于50GHz的无线频率信号VRF(t)的延迟增大1ps所需要的频率fLO的变化量为1GHz,则为了使相对于100GHz的无线频率信号VRF(t)的延迟增大1ps所需要的频率fLO的变化量就为2GHz。因此,难以在较宽的频带,精度良好地控制对无线频率信号VRF(t)给予的延迟δ。(非专利文献1的问题点)图17是表示非专利文献1所公开的延时器21的构成的框图。延时器21具备频散滤波器DF和两个混合器MX1~MX2。频散滤波器DF是对输入信号给予频散的元件,即,是对输入信号给予与输入信号的频率f成正比的延迟Df的元件,由CEBG(ChirpedElectromagneticBandgap)传输线路构成。对混合器MX1输入:从无线频率信号源RF输出的无线频率信号VRF(t)、和从本地信号源LO输出且被从本地信号源LO到混合器MX1的传输线路TL1延迟的本地信号VLO’(t)。无线频率信号VRF(t)能够例如如下述的式(7)那样表示。另外,从本地信号源LO输出的本地信号VLO(t)能够例如如下述的式(8)那样表示,此时,向混合器MX1输入的本地信号VLO’(t)如下述的(9)式那样表示。这里,ψ1是在传输线路TL1产生的线路延迟。此外,这里,考虑到在从无线频率信号源RF到混合器MX1的传输线路产生的线路延迟足够小的情况,将从无线频率信号源RF输出的无线频率信号与向混合器MX1输入的无线频率信号视为相同。【式7】VRF(t)=VRFcos(2πfRFt)…(7)【式8】VLO(t)=VLOcos(2πfLOt)…(8)【式9】VLO′(t)=VLOcos(2πfLOt-ψ1)…(9)混合器MX1通过使用本地信号VLO’(t)对无线频率信号VRF(t)进行下变频,来生成中间频率信号VIF(t)。在向混合器MX1输入的无线频率信号VRF(t)和本地信号VLO’(t)分别如上述的式(7)和式(9)那样表示的情况下,在混合器MX1生成的中间频率信号VIF(t)如下述的式(10)那样表示。【式10】在混合器MX1处生成的中间频率信号VIF(t)被插入了频散滤波器DF的传输线路TL3延迟。频散滤波器DF对频率f的信号,给予延迟τ=Df+ψ0。传输线路TL3由从混合器MX1到循环器C的传输线路、在循环器C与频散滤波器DF之间往复的传输线路、以及从循环器C到混合器MX2的传输线路构成。若将在该传输线路TL3(除去频散滤波器DF之外)上产生的线路延迟设为ψ3,则向混合器MX2输入的中间频率信号VIF’(t)如下述的式(11)那样表示。【式11】对于混合器MX2,除了输入有上述的中间频率信号VIF’(t)之外,还输入有从本地信号源LO输出且被从本地信号源LO到混合器MX2的传输线路TL2延迟的本地信号VLO”(t)。在从本地信号源LO输出的本地信号VLO(t)由上述的式(8)表示的情况下,向混合器MX2输入的本地信号VLO”(t)如下述的式(12)那样表示。这里,ψ2是在传输线路TL2产生的线路延迟。【式12】VLO″(t)=VLOcos(2πfLO(t-ψ2))…(12)混合器MX2通过使用本地信号VLO”(t)对中间频率信号VIF’(t)进行上变频,生成延迟无线频率信号VRF’(t)。在向混合器MX2输入的中间频率信号VIF’(t)和本地信号VLO”(t)分别如上述的式(11)和式(12)那样表示的情况下,在混合器MX2生成的延迟无线频率信号VRF’(t)如下述的式(13)那样表示。【式13】因此,延迟无线频率信号VRF’(t)的相对于无线频率信号VRF(t)的延迟δ以下述的式(14)表示。【式14】如上述的式(14)所示,延时器21对无线频率信号VRF(t)给予的延迟δ是本地信号VLO(t)的频率fLO的二次函数。因此,根据延时器21,通过使本地信号VLO(t)的频率fLO变化,能够使对无线频率信号VRF(t)给予的延迟δ变化。然而,如根据式(14)所明确的那样,在作为控制变量的本地信号VLO(t)的频率fLO的变化量ΔfLO与作为被控制变量的延迟δ的变化量Δδ之间,Δδ={2DfLO/fRF-(ψ1+ψ3-ψ2)/fRF+2D}ΔfLO这样的关系成立。因此,为了使延迟δ变化Δδ所需要的频率fLO的变化量ΔfLO,在每个无线频率信号VRF(t)的频率fRF与本地信号VLO(t)的频率fLO的组合上都有所不同。因此,难以在较宽的频带精度良好地控制对无线频率信号VRF(t)给予的延迟δ。

技术实现要素:
本发明是鉴于上述的课题而完成的,其主要的目的在于实现如下延时器,该延时器能够通过使本地信号的频率变化来控制对无线频率信号给予的延迟,并且,能够在较宽的频带比以往情况精度良好地控制对该无线频率信号给予的延迟。为了解决上述的课题,本发明的一方式所涉及的延时器的特征在于,具备:第一传输线路,其通过对具有频率fLO的第一本地信号VLO(t)给予延迟θ1,来生成第二本地信号VLO’(t)=VLO(t-θ1);第一混合器,其通过将具有频率fRF(fLO<fRF)的第一无线频率信号VRF(t)与上述第二本地信号VLO’(t)进行乘法运算,生成具有频率fRF-fLO的第一中间频率信号VIF(t);第二传输线路,其是插入了第一频散滤波器的第二传输线路,通过对上述第一本地信号VLO(t)给予由上述第一频散滤波器形成的延迟θD和由上述第二传输线路形成的延迟θ2,生成第三本地信号VLO”(t)=VLO(t-θD-θ2);第三传输线路,其是插入了给予与上述第一频散滤波器相反符号的频散的第二频散滤波器的第三传输线路,通过对上述第一中间频率信号VIF(t)给予由上述第二频散滤波器形成的延迟θD’和由上述第三传输线路形成的延迟θ3,生成第二中间频率信号VIF’(t)=VIF(t-θD’-θ3);以及第二混合器,其通过将上述第三本地信号VLO”(t)与上述第二中间频率信号VIF’(t)进行乘法运算,生成具有频率fRF的第二无线频率信号VRF’(t)。根据本发明,能够实现如下延时器,该延时器能够通过使本地信号的频率变化来控制对无线频率信号给予的延迟,并且,能够在较宽的频带比以往情况精度良好地进行该控制。另外,通过使用本发明的延时器,能够实现能够在较宽的频带比以往情况精度良好地控制能够高效地发送或者接收电磁波的方向(辐射的电磁波的主波束方向)的相控阵列天线。附图说明图1是表示本发明的第一实施方式所涉及的延时器的构成的框图。图2是表示本发明的第二实施方式所涉及的延时器的构成的框图。图3是表示本发明的第三实施方式所涉及的延时器的构成的框图。图4是关于本发明的第四实施方式,表示具备了上述第一实施方式所涉及的延时器的发送用相控阵列天线的构成的框图。图5是关于本发明的第五实施方式,表示具备了上述第一实施方式所涉及的延时器的接收用相控阵列天线的构成的框图。图6是关于本发明的第六实施方式,表示组合了图4所示的发送用相控阵列天线、和图5所示的接收用相控阵列天线的发送接收兼用相控阵列天线的构成的框图。图7是关于本发明的第七实施方式,表示具备了上述第一实施方式所涉及的延时器的变形例的发送用相控阵列天线的构成的框图。图8是关于本发明的第八实施方式,表示具备了上述第一实施方式所涉及的延时器的变形例的接收用相控阵列天线的构成的框图。图9是关于本发明的第九实施方式,表示组合了图4所示的发送用相控阵列天线、和图8所示的接收用相控阵列天线的发送接收兼用相控阵列天线的构成的框图。图10是关于本发明的第十实施方式,表示组合了图7所示的发送用相控阵列天线、和图5所示的接收用相控阵列天线的发送接收兼用相控阵列天线的构成的框图。图11是关于本发明的第十一实施方式,表示组合了图7所示的发送用相控阵列天线、和图8所示的接收用相控阵列天线的发送接收兼用相控阵列天线的构成的框图。图12是用于说明控制利用相控阵列天线发送接收的电波的主波束方向的原理的图。图13是表示以往的发送用相控阵列天线的一构成例的框图。图14是表示以往的接收用相控阵列天线的一构成例的框图。图15是表示以往的发送接收兼用相控阵列天线的一构成例的框图。图16是表示以往的延时器的一构成例的框图。图17是表示以往的延时器的其它的构成例的框图。附图标记说明1、2、3…延时器,4、5、6、7、8、9、10、11…相控阵列天线,A1、A2、…、An…辐射元件,DF1…频散滤波器(第一频散滤波器),DF2…频散滤波器(第二频散滤波器),DF3、DF4…频散滤波器(第三频散滤波器),TD11、TD12、…、TD1n…延时器,TD21、TD22、…、TD2n…延时器,MX1…混合器(第一混合器),MX2…混合器(第二混合器),TL1…第一传输线路,TL2…第二传输线路,TL3…第三传输线路。具体实施方式〔第一实施方式〕(延时器的构成)参照图1对本发明的第一实施方式所涉及的延时器1进行说明。图1是表示延时器1的构成的框图。延时器1能够安装于发送用相控阵列天线、接收用相控阵列天线、以及发送接收兼用相控阵列天线的任意一种天线。这一点对于后述的其它的实施方式所涉及的延时器也相同。如图1所示,延时器1具备两个混合器MX1(第一混合器)、MX2(第二混合器)、两个循环器C1、C2、以及两个频散滤波器DF1(第一频散滤波器)、DF2(第二频散滤波器)。循环器C1、C2的动作如参照图15上述那样。在混合器MX1的两个...
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