圆极化微带双工天线的制作方法

本发明涉及无线通信技术领域，特别涉及一种圆极化微带双工天线。

背景技术：

天馈系统是无线通信系统的最前端，是无线通信系统不可缺少的关键部件。天馈系统主要包括天线、滤波器和双工器，传统方法是三者单独设计，然后再进行连接。缺点是三者都需要独自的匹配网络与50欧姆馈线进行匹配，容易带来体积大、总量重的问题，同时，过多的匹配网络带来了损耗大的缺点。

随着无线通信的发展，通信系统越来越趋向于小型化和集成化，因此，一体化的天馈系统具有极大的需求。双工天线将天线、滤波器、双工器等前端器件联合进行设计，能够使得射频前端系统的结构更加紧凑，减少不必要的损耗引入，使得通信系统的小型化和集成化更加容易实现。

在现有的双工天线中，实现双工天线主要利用多频天线联合双工器的设计方法实现滤波双工天线，或者通过多模天线联合滤波器的设计方法实现滤波双工天线。目前提出的双工天线主要是线极化双工天线，而且天线的发射接收频率间的间隔较大，端口隔离度一般在20-30db之间，天线的增益在5dbi以下。

圆极化天线相对于线极化天线来说，其能够接收任意方向的电磁波，因此能够有效抵抗无线通信中的多径衰落效应以及克服由线极化天线引起的极化失配问题。因此，圆极化天线在rfid，gps，北斗卫星系统等无线通信系统得到了广泛的应用。

因此，目前的同极化双工天线总体来说存在端口隔离度不高，天线收发频率间隔较大，天线的增益不高的缺点。而且，目前的同极化双工天线基本上为线极化双工天线，比较少有圆极化双工天线。

技术实现要素：

本发明要解决的技术问题在于，提供一种圆极化微带双工天线，与现有的同极化双工天线相比，天线的发射与接收频率间隔较近，天线发射接收的端口隔离度高，并且天线的发射端口发射的电磁波和接收端口接收的电磁波均为圆极化波。

为解决上述技术问题，本发明提供如下技术方案：一种圆极化微带双工天线，包括微带贴片天线、两个馈电探针、具备双工功能的双工功率分配网络、发送端口以及接收端口；其中

两个所述馈电探针均与所述双工功率分配网络连接；

所述双工功率分配网络包括功率分配微带线、发送微带带阻滤波器、发送阻抗变换微带线、接收微带带阻滤波器和接收阻抗变换微带线；所述发送微带带阻滤波器一端与所述发送端口相连、另一端通过所述发送阻抗变换微带线与所述功率分配微带线相连；所述接收微带带阻滤波器一端与接收端口相连、另一端通过所述接收阻抗变换微带线与所述功率分配微带线相连；

所述馈电探针包括水平微带和垂直金属探针，所述垂直金属探针的一端连接所述水平微带的中心，所述垂直金属探针的另一端与所述功率分配微带线相连。

进一步地，所述馈电探针为t型馈电探针，即所述水平微带和垂直金属探针相互垂直连接。

进一步地，所述发送微带带阻滤波器通过所述发送阻抗变换微带线与所述功率分配微带线相连；其中，发送阻抗变换微带线与功率分配微带线的连接位置处把功率分配微带线分成两段线，此两段线之间的长度之差为λg发/4；所述接收微带带阻滤波器通过所述接收阻抗变换微带线与所述功率分配微带线相连；其中，接收阻抗变换微带线与功率分配微带线的连接位置处同样把功率分配线分成两段线，此两段线的之间长度之差为λg收/4；其中，λg发为发送信号在所述功率分配微带线上的波长，λg收为接收信号在所述功率分配微带线上的波长。

进一步地，所述发送微带带阻滤波器包括两段第一末端开路微带线和一段第一连接微带线，所述连接微带线的两端分别接两段所述第一末端开路微带线，所述第一末端开路微带线的长度和宽度使得频率为f发的发送信号能够通过、而频率为f收的接收信号不能通过，所述第一连接微带线的长度和宽度使得频率为f发的发送信号能够通过、而频率为f收的接收信号不能通过。

进一步地，所述接收微带带阻滤波器由两段第二末端开路微带线和一段第二连接微带线组成，所述第二连接微带线的两端分别接两段所述第二末端开路微带线，所述第二末端开路微带线的长度和宽度使得频率为f收的接收信号能够通过、而频率为f发的发送信号不能通过，所述第二连接微带线的长度和宽度使得频率为f收的接收信号能够通过、而频率为f发的发送信号不能通过。

进一步地，所述发送微带带阻滤波器和所述接收微带带阻滤波器的工作通带相反，且所述发送微带带阻滤波器和所述接收微带带阻滤波器的阻带频率相反。

进一步地，所述发送阻抗变换微带线的长度和宽度满足以下要求：满足在频率为f收的接收信号条件下，在发送端口接匹配负载时，发送阻抗变换微带线与功率分配微带线的连接端的阻抗接近开路。

进一步地，所述接收阻抗变换微带线的长度和宽度满足以下要求：满足在频率为f发的发送信号条件下，在接收端口接匹配负载时，接收阻抗变换微带线与功率分配微带线的连接端的阻抗接近开路。

进一步地，所述发送阻抗变换微带线和接收阻抗变换微带线工作于不同频率；所述发送阻抗变换微带线为35.4ω阻抗变换线，其长度为λg收/4；所述接收阻抗变换微带线也为35.4ω阻抗变换线，其长度为λg发/4；其中，λg发为发送信号在所述功率分配微带线上的波长，λg收为接收信号在所述功率分配微带线上的波长。

进一步地，所述的圆极化微带双工天线还包括两个平行放置的上层介质基板和下层介质基板，所述下层介质基板的上表面覆盖有金属的反射地板，底面设置双工功率分配网络；所述微带贴片天线印刷在所述上层介质基板上表面；所述探针的水平微带印刷在所述上层介质基板的下表面。

采用上述技术方案后，本发明至少具有如下有益效果：

1、本发明将圆极化天线的功率分配网络与双工网络设计结合在一起，设计了一个既具有双工功能、又具有功率分配功能的双工功率分配网络；天线的发射端口以及接收端口的功率分配以及信号的移相均通过一段共同的接近低频工作频带四分之一波长的功率分配微带线来实现，因此天线的结构比较紧凑；同时通过在发送端口设置发送微带带阻滤波器，在接收端口设置接收微带带阻滤波器，实现了发送与接收端口间的高隔离度；

2、本发明发射与接收的信号均通过t型探针上的微带与贴片天线进行耦合，由于经过功率分分配微带线移相后，两个端口的信号在两个t型探针的水平微带上的相位均是微带为x方向的探针相位超前于微带为y方向上的探针，因此实现了发射接收同极化，且均为圆极化；

3、本发明发送接收互扰小，通过在发送微带带阻滤波器与功率分配微带线间插入发送阻抗变换微带线，发射支路不会对功率分配微带线上的接收信号产生影响；通过在接收微带带阻滤波器与功率分配微带线间插入接收阻抗变换微带线，能够使得在发送端口工作时，接收支路不会对功率分配微带线上的发送信号产生影响。因此，发送接收之间的互扰较小；

4、现有的同极化双工天线，通常是基于带通滤波器的设计方法进行设计，而带通滤波器通带较关注于通带内的设计，在距离通带比较近的带外，抑制信号通过的效果一般不是很好，而想要提高带通滤波器的带外抑制通常需要增加带通滤波器的阶数，使得滤波器的设计更加复杂，尺寸增加；而本发明采用带阻滤波器的方法设计同极化的圆极化双工天线，其在距离通带较近的一侧的频带能够产生传输零点，抑制信号通过的效果较好，因此能实现比较小的发送接收频率间隔，并保持较好的发射接收隔离特性。

附图说明

图1为本发明圆极化微带双工天线的总结构示意图以及主要组成部分的编号标注；

图2为本发明圆极化微带双工天线的总结构示意图以及细化的编号标注；

图3为本发明圆极化微带双工天线的的正面剖视图；

图4为本发明圆极化微带双工天线的上层介质基板的俯视图；

图5为本发明圆极化微带双工天线的上层介质基板的仰视图；

图6为本发明圆极化微带双工天线的下层介质基板的俯视图；

图7为本发明圆极化微带双工天线的下层介质基板的仰视图；

图8为本发明圆极化微带双工天线的上层介质基板上表面结构的尺寸标注图；

图9为本发明圆极化微带双工天线的上层介质基板下表面结构的尺寸标注图；

图10为本发明圆极化微带双工天线的下层介质基板上表面结构的尺寸标注图；

图11为本发明圆极化微带双工天线的下层介质基板上功率分配线的尺寸标注图；

图12为本实施例发送带阻滤波器实例的仿真s参数曲线图；

图13为本实施例接收带阻滤波器实例的仿真s参数曲线图；

图14为本实施例发送变换微带线连接发送微带带阻滤波器的仿真s参数、以及发送端口接匹配负载后的阻抗图；

图15为本实施例接收变换微带线连接接收微带带阻滤波器的仿真s参数、以及接收端口接匹配负载后的阻抗图；

图16为本实施例圆极化微带双工天线的测试s参数曲线图；

图17(a)为本实施例接收端口(2.2ghz)激励的xoz面仿真方向图；

图17(b)为本实施例接收端口(2.2ghz)激励的yoz面仿真方向图；

图18(a)为本实施例发送端口(2.4ghz)激励的xoz面仿真方向图；

图18(b)为本实施例发送端口(2.4ghz)激励的yoz面仿真方向图；

图19为本实施例天线的仿真增益随频率变化曲线；

图20为本实施例天线的仿真轴比随频率变化曲线图。

具体实施方式

需要说明的是，在不冲突的情况下，本申请中的实施例及实施例中的特征可以相互结合，下面结合附图和具体实施例对本申请作进一步详细说明。

参照图1、图2及图3，本发明提供一种同极化的圆极化微带双工天线，包括一个正方形的微带贴片天线1、两个用于馈电的t型探针2、一个带有双工功能的功率分配网络3、发送端口31以及接收端口32，所述双工功率分配网络3包括功率分配微带线4、发送微带带阻滤波器7、发送阻抗变换微带线5、

接收微带带阻滤波器8和接收阻抗变换微带线6。

发送微带带阻滤波器7的一端与发送端口31相连，另一端通过发送阻抗变换微带线5与功率分配微带线4在距离功率分配微带线两端的长度之差为λg发/4的位置处相连，λg发为发送信号在功率分配微带线4上的波长。

接收微带带阻滤波器8的一端与接收端口32相连，另一端通过接收阻抗变换微带线6与功率分配微带线4在距离功率分配微带线两端的长度之差为λg收/4的位置处相连，λg收为接收信号在功率分配微带线4上的波长。

发送阻抗变换微带线5和接收阻抗变换微带线6是左右两段工作在不同频率下的长度为λg收/4及λg发/4的35.4ω阻抗变换线。微带阻抗变换线5、6之后分别是两段低阻抗传输线20、23，随后通过两段50ω的传输线24、25连接到射频系统的两个端口。四段加载的l型终端开路枝节线18、19、21、22分别加载在两段低阻抗线20、23的两端，与两段低阻抗线组成了发送接收端口的两个带阻滤波器。两个带阻滤波器的工作通带与阻带频率正好相反。

发送微带带阻滤波器7由两段末端开路的微带线18、19和一段连接微带线20组成，连接微带线20两端分别接两个开路微带线18、19。末端开路微带线18、19和连接微带线20的长度和宽度通过合理选择使得在频率为f发的发送信号能够通过、而频率为f收的接收信号不能通过。作为一个实例，当要求f发＝2.4ghz，f收＝2.2ghz时，可以采用相对介电常数为2.55、厚度为h＝0.8mm的介质板做基板，开路微带线18的长度取26.5mm、宽度取0.5mm，开路微带线19的长度取26.04mm、宽度取0.5mm，连接微带线20的长度取25.7mm、宽度取9mm，图12是这个时候的发送微带带阻滤波器的s参数，可以看到在频率为2.4ghz时其s12为-1.95db、在频率为2.2ghz时其s12为-40.8db，实现了通过发送信号而阻隔接收信号的功能。

接收微带带阻滤波器8由两段末端开路的微带线21、22和一段连接微带线23组成，连接微带线23两端分别接两个开路微带线21、22。末端开路微带线21、22和连接微带线23的长度和宽度通过合理选择使得在频率为f收的接收信号能够通过、而频率为f发的发送信号不能通过。作为一个实例，当要求f发＝2.4ghz，f收＝2.2ghz时，可以采用相对介电常数为2.55、厚度为h＝0.8mm的介质板做基板，开路微带线21的长度取26.8mm、宽度取0.5mm，开路微带线22的长度取26.19mm、宽度取0.5mm，连接微带线23的长度取25.5mm、宽度取14mm，图13是这个时候的接收微带带阻滤波器的s参数，可以看到在频率为2.2ghz时其s12为-1.65db、在频率为2.4ghz时其s12为-41.5db，实现了通过接收信号而阻隔发送信号的功能。

发送阻抗变换微带线5通过适当选取其长度和宽度，保证对于频率为f收的接收信号而言，其在与功率分配微带线4的连接端的阻抗(发送端口31接匹配负载时)为很大(接近开路)，从而不影响频率为f收接收信号在功率分配微带线4上的传输。作为一个实例，当要求f发＝2.4ghz，f收＝2.2ghz时，可以采用相对介电常数为2.55、厚度为h＝0.8mm的介质板做基板，发送阻抗变换微带线5的长度取23.5mm、宽度取3.67mm，连接上述的发送微带带阻滤波器的实例，其s参数、以及发送端口31接匹配负载后的阻抗如图14所示。可以看到，在f收＝2.2ghz时，阻抗大于1000欧姆，而对于频率为f发＝2.4ghz的发送信号则衰减很少。

接收阻抗变换微带线6通过适当选取其长度和宽度，保证对于频率为f发的发送信号而言，其在与功率分配微带线4的连接端的阻抗(接收端口32接匹配负载时)为很大(接近开路)，从而不影响频率为f发发送信号在功率分配微带线4上的传输。作为一个实例，f发＝2.4ghz，f收＝2.2ghz时，可以采用相对介电常数为2.55、厚度为h＝0.8mm的介质板做基板，接收阻抗变换微带线6的长度取19.5mm、宽度取3.67mm，连接上上述的接收微带带阻滤波器的实例，其s参数、以及接收端口32接匹配负载后的阻抗如图15所示。可以看到，在f收＝2.4ghz时，阻抗大于1000欧姆，而对于频率为f发＝2.2ghz的接收信号则衰减很少。

所述圆极化微带双工天线，还包括两个平行放置的上层介质基板9和下层介质基板11，下层介质基板11的上表面覆盖有金属的反射地板10，底面设置本天线的反相功率分配网络3。

所述微带贴片天线1包括印刷在上层介质基板9上表面的正方形金属贴片1。

所述的t型探针由印刷在上层介质基板9下表面的金属微带12、13和接在金属微带12、13中心的金属探针14、15组成，金属探针14、15的另一端分别穿过反射地板10和下层介质基板11上的通孔16、17与功率分配微带线4的两端相连。

当发送时，发送信号从发送端口31送入，经过发送微带带阻滤波器7和发送阻抗变换微带线5送入功率分配微带线。经过功率分配微带线的信号被以相同的幅度、相差90度的相位分配到两个t型的探针12、13、14、15处，并通过t型探针上的微带12、13耦合给辐射贴片1。由于两个微带12、13垂直放置，能够在辐射贴片上激励起两个空间相互正交的电磁波。又由于经过馈电网络到达两个微带12、13处的信号幅度相等，相位相差90度，因此能够在辐射贴片上激励起一个圆极化的电磁波。

当接收时，接收信号从辐射贴片天线1处接收，并耦合给t型探针12、13、14、15。接收信号经过t型探针12、13、14、15后被送入到功率分配微带线4的两端。此时，功率分配微带线4两端的信号也是幅度相等，相位相差90度。功率分配微带线4两端的信号分别经过相位相差90度的功率分配微带线到达接收阻抗变换微带线6时刚好以相同的相位叠加，随后经过接收阻抗变换微带线6和接收微带带阻滤波器8，从接收端口32输出。

图4、图5、图6、图7分别为两个介质基板上下表面的电气结构图，条纹填充部分为导体铜覆盖的结构，其余部分为介质基板。

图8、图9、图10、图11为各部分电气结构的尺寸标注图。

结合图2、图8、图9、图10、图11的尺寸标注，本实施例中天线的具体参数如下：两个介质板的材料和尺寸相同，厚度c为0.8mm，宽度b为120mm，长度a为120mm。两个介质板之间的高度h为8mm。正方形贴片的边长1a及距离介质板边缘的间距分别为47.5mm、36.25mm。两个用于耦合的细长微带长2a、宽2b，距离介质板边缘的距离2c分别为2mm、6.5mm、49mm。功率分配网络的主要尺寸4a、4b、4c、4d分别为27.85mm、2.3mm、4.75mm、2.18mm。两段35.4ω的阻抗变换线的长度5a和6a分别为23.5mm及19.5mm，宽度5b、6b均为3.67mm。四段末端开路的l型枝节线的宽度18b均为0.5mm，长度18a、19a、21a、22a分别为26.5mm、26.04mm、26.8mm、26.19mm。两段低阻抗传输的长度20a、23a和宽度20b、23b分别为25.7mm、25.5mm、9mm、14mm。连接到端口的两段传输线的长度24a、25a分别为9.65mm、13.85mm，宽度分别为2.25mm。该天线的发送端口31工作在2.4ghz的频带。接收端口32工作在2.2ghz的频带。在两个频带内，两个端口的隔离度均大于43db，如图16所示。两个工作频带范围内，天线的增益基本上都大于6dbi，交叉极化大于15db，如天线的仿真测试方向图17、图18所示。在天线的接收端口32工作时，天线在发送端口31工作频率2.2ghz处的增益为6.1dbi，而在发送端口31工作频率2.4ghz处的增益则迅速下降到了-30dbi以下，增益差达到了35db以上，如图19。同理，在天线的发送端口31工作时，天线在发送端口31工作频率2.4ghz处的增益为6.9dbi，而在接收端口32工作频率2.2ghz处的增益也迅速下降到了-30dbi以下，增益差同样达到了35db以上，如图19所示，图中所示的端口1代表发送端口31、端口2代表接收端口32。在天线的发送端口31工作时，天线在发送端口31工作频率范围内，轴比小于1.8db；在天线的发送端口31工作时，天线在发送端口31工作频率范围内，轴比小于2.2db，如图20所示，图中所示的端口1代表发送端口31、端口2代表接收端口32，天线的两个端口均显示了良好的圆极化特性。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，对于本领域的普通技术人员而言，可以理解的是，在不脱离本发明的原理和精神的情况下可以对这些实施例进行多种等效的变化、修改、替换和变型，本发明的范围由所附权利要求及其等同范围限定。